Masterproef Bidirectionele Boost Converter

Transcriptie

1 Masterproef Bidirectionele Boost Converter Studiegebied Industriële wetenschappen en technologie Opleiding Master in de industriële wetenschappen: Elektronica-ICT Afstudeerrichting Elektronica-ICT Academiejaar Dries Vromman Howest departement Graaf Karel de Goedelaan 5, 8500 Kortrijk

2

3 Masterproef Bidirectionele Boost Converter Studiegebied Industriële wetenschappen en technologie Opleiding Master in de industriële wetenschappen: Elektronica-ICT Afstudeerrichting Elektronica-ICT Academiejaar Dries Vromman

4 Voorwoord Op het einde van het derde jaar kiezen alle studenten een onderwerp voor hun masterproef. Wij hebben de laatste vier jaar op regelmatige basis samengewerkt voor verschillende labo s en vonden het ook fijn om samen onze masterproef uit te werken. Toen er in de lijst met onderwerpen een onderwerp stond dat zich in het domein van de vermogenelektronica afspeelde twijfelden we niet lang om onze tanden in dit onderwerp te zetten. De masterproef is een project dat ons als student het hele vierde jaar bezighoudt. Dit document is een technisch verslag dat een duidelijk beeld van de realisatie van de masterproef moet schetsen. Een voorwoord dient ook om een aantal mensen te bedanken. Bij deze willen wij onze families, vriendinnen, vrienden en medestudenten bedanken voor de hulp, steun en een luisterend oor tijdens de moeilijke momenten. Daarnaast zouden we ook het docentenkorps in het algemeen en onze copromotoren in het bijzonder willen bedanken voor hun bijdrage tot deze masterproef. Tot slot, en daarom zeker en vast niet minder belangrijk, willen we nog twee mensen in het bijzonder bedanken voor hun onvoorwaardelijke bijdrage tot dit project. Want zonder de tomeloze inzet van onze promotor ir. Marc Windels en zonder de technische ondersteuning van Xavier Vanhoutte was de realisatie van deze masterproef waarschijnlijk veel moeizamer verlopen. Dries Vromman 6 mei 2010 Dries Vromman I

5 Abstract Many systems have a requirement to ride through short voltage interruptions. This paper describes the design of a bidirectional boost converter which is connected to a capacitor bank. The converter stores the energy in this bank at a high voltage because the energy in a capacitor is quadratic with the voltage. During a dropout, the converter transfers the energy from the storage bank to the bus. A special configuration with three MOSFET s and a diode is used for the converter topology. This topology is more robust for the inrush current problem than a traditional boost converter. The converter has an efficiency of 83% in boostmode and 93% in buckmode. The capacitor bank, used as energy buffer, has a total capacity of 33mF and can be loaded to 100V. This allows us to have 40W of power during 4 seconds. A control system based on a dspic 30F2020 Digital Signal Controller measures all the necessary signals, provides security and controls the Pulse Width Modulation (PWM) switching pattern of the MOSFET s. Dries Vromman II

6 Inhoudsopgave Voorwoord... I Abstract... II Inhoudsopgave... III Lijst afkortingen... VII Lijst figuren en tabellen... VIII Inleiding... 1 Hoofdstuk 1: BIDIRECTIONELE BOOST CONVERTER ALS ENERGIEOPSLAGSYSTEEM Inleiding Converter configuratie Configuratie Opbouw Werking boostmode Werking buckmode Nadelen configuratie Configuratie Opbouw Werking boostmode Werking buckmode Besluit Opstelling Hoofdstuk 2: HARDWARE Inleiding Vermogenprint Inleiding Bidirectionele boost converter Elektrisch schema Printontwerp Stuklijst Rendement converter dspic Wat is een dspic Dries Vromman III

7 2.3.2 dspic30f Software Gebruikte modules MOSFET s Inleiding V DSS R DS,ON Total Gate Charge Q TG Figure Of Merit (FOM) Diodes Spoel Current monitor Inleiding Principe Werking Praktisch Belangrijke specificaties Probleem FET Driver Probleem Elektrisch schema Printontwerp Stuklijst Meting Vermogen in functie van de schakelfrequentie Condensatorbank Inleiding Elektrisch schema Stuklijst Printontwerp Veiligheid Inleiding Ogenblikkelijk vermogen Dries Vromman IV

8 4.5.3 Thermisch model Condensatorbank praktisch ontladen Hoofdstuk 3: DIGITALE REGELKRING Inleiding Slope compensation Inleiding Probleem: Subharmonische oscillaties Peak Current Mode Control Subharmonische oscillaties Slope compensation Digitale slope compensatie Digitale current controller Discreet regelalgoritme Stabiliteitscontrole Software Toestanden Boostmode Buckmode Sleepmode Code Hoofdprogramma Initialisatie Interrupt ADC ADC-PAIR ADC-PAIR ADC-PAIR ADC-PAIR Interrupt Compare Boost- en buckalgoritme in DSP Besluit De vermogenprint Condensatorbank Software Dries Vromman V

9 Literatuurlijst... I Bijlagen... I 1. Schema vermogenprint... I 2. Schema FET-Driver... V 3. Schema condensatorbank... VI 4. Analytische analyse slope compensation... VII 5. MATLAB script stabiliteitscontrole... IX 6. Onderzoek convergentie recursieformule... X 7. Blokschema van de dspic30f XIV 8. Software... XV Dries Vromman VI

10 Lijst afkortingen ACMC ADC DAC DPWM DSP CMRR FET FOM HVES I/O IC LED MCLR MOSFET PCB PCMC PID PSRR SAR SMPS TTM VMC Average Current Mode Control Analoog Digitaal Converter Digitaal Analoog Converter Digital Pulse Width Modulator Digitale pulsbreedtemodulator Digital Signal Processor Digitale signaal processor Common Mode Rejection Ratio Field Effect Transistor Figure Of Merit High Voltage Energy Storage Input/Output Integrated Circuit Geïntegreerde schakeling Light Emitting Diode Master Clear Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor Printed Circuit Board Printplaat Peak Current Mode Control Proportioneel, Integrerende en Differentiërende regelaar Power Supply Rejection Ratio Successive Approximation Register Switch Mode Power Supply Geschakelde voeding Time To Market Voltage Mode Control Dries Vromman VII

11 Lijst figuren en tabellen Figuur 1: Principe opstartstroom... 2 Figuur 2: Energieopslag onder de vorm van een condensatorbank... 2 Figuur 3: Energieopslag in een condensatorbank d.m.v. een bidirectionele boost converter... 4 Figuur 4: Configuratie 1 bidirectionele boost converter... 5 Figuur 5: Boostmode configuratie 1 - Fase Figuur 6: Boostmode configuratie 1 - Fase Figuur 7: Samenvatting spoelstroom tijdens boostmode (configuratie 1)... 7 Figuur 8: Buckmode configuratie 1 - Fase Figuur 9: Buckmode configuratie 1 - Fase Figuur 10: Samenvatting spoelstroom tijdens buckmode (configuratie 1)... 9 Figuur 11: Configuratie 2 bidirectionele boost converter Figuur 12: Boostmode configuratie 2 - Fase Figuur 13: Boostmode configuratie 2 - Fase Figuur 14: Samenvatting spoelstroom tijdens boostmode (configuratie 2) Figuur 15: Buckmode configuratie 2 - Fase Figuur 16: Buckmode configuratie 2 - Fase Figuur 17: Samenvatting spoelstroom tijdens buckmode (configuratie 2) Figuur 18: Praktische opstelling Figuur 19: Vermogenprint Figuur 20: MPLAB IDE project manager Figuur 21: Verwerkingstijd buck-algoritme met gewone instructies Figuur 22: Verwerkingstijd buck-algoritme met DSP-instructies Figuur 23: Blokschema ADC-module Figuur 24: Trigger-event op ½ T on Figuur 25: Edge-Aligned PWM en blokschema primaire time base Figuur 26: Blokschema comparator Figuur 27: Symbool MOSFET Figuur 28: R DS,ON in functie van de junctietemperatuur T C Figuur 29: Gate charge van een FDP Figuur 30: Configuratie 2 met extra diodes Figuur 31: Principe INA Dries Vromman VIII

12 Figuur 32: Opstelling buckmode met current monitor resistief belast Figuur 33: Simulatie current monitor - belast met weerstand 9K Figuur 34: Meting current monitor - belast met weerstand 9K Figuur 35: Meting current monitor - hoog impedant belast met ingang ADC Figuur 36: Meting current monitor - uitgang niet belast Figuur 37: Meting current monitor - uitgang belast met 200Ω Figuur 38: High side probleem Figuur 39: Afstand tussen de twee connectoren Figuur 40: FET driver Figuur 41: Uitgang FET driver bij een duty cycle van 50% Figuur 42: Delay FET driver Figuur 43: Stroom I in functie van de frequentie (praktisch) Figuur 44: Blokschema FET driver Figuur 45: Stroom I in functie van de frequentie (theoretisch) Figuur 46: Condensatorbank Figuur 47: Condensatoren parallel Figuur 48: Condensatoren parallel met gelijke afstand tot ingang Figuur 49: Principeschema condensatorbank Figuur 50: Ontladen condensatorbank Figuur 51: Ogenblikkelijk vermogen p(t) gedissipeerd in weerstand van de condensatorbank Figuur 52: De Wirewound heatsink mounted serie van ARCOL Figuur 53: Voorstelling weerstand voor thermisch model Figuur 54: Equivalent thermisch model weerstand Figuur 55: Simulatie van het equivalent thermisch model Figuur 56: Praktisch ontladen condensatorbank Figuur 57: Principefiguur subharmonische oscillaties Figuur 58: Spoelstroom zonder slope compensatie Figuur 59: Subharmonische oscillaties Figuur 60: Slope compensation Figuur 61: Digitale Current Controller Figuur 62: Digitale slope compensation Figuur 63: Slope compensation grafisch Figuur 64: Controle van de stabiliteit voor R=0, Dries Vromman IX

13 Figuur 65: Controle van de stabiliteit voor R=1, Figuur 66: Toestandsdiagram Figuur 67: Principeschema regelkring boostmode ACMC Figuur 68: Principeschema regelkring VMC buckmode Figuur 69: Blokschema hoofdprogramma Figuur 70: Blokschema initialisatie Figuur 71: Algemeen blokschema van een ADC-interrupt Figuur 72: Blokschema PAIR Figuur 73: Blokschema PAIR Figuur 74: Blokschema PAIR Figuur 75: Blokschema PAIR Figuur 76: Blokschema compare interrupt Figuur 77: Blokschema algoritme Tabel 1: Stuklijst vermogenprint Tabel 2: Verschil tussen dspic30f2020 en dspic33fj16gs Tabel 3: FOM voor een aantal MOSFET s met een V DS van 150V Tabel 4: Stuklijst FET driver Tabel 5: Stuklijst condensatorbank Tabel 6: Verband thermische en elektrische capaciteit Tabel 7: Specifieke warmtes voor thermisch model weerstand Tabel 8: Thermische weerstanden voor thermisch model weerstand Tabel 9: Voorwaarden bij toestandsdiagram Dries Vromman X

14 Inleiding Deze masterproef is uitgevoerd aan de Hogeschool West-Vlaanderen te Kortrijk. Het is een interne masterproef die zich bevindt in het domein van de vermogenelektronica, meer bepaald in het gebied van de schakelende voedingen. Een meer universele naam die uit de Engelse taal ontleend is, is SMPS (Switch Mode Power Supply). Het is de bedoeling om één bepaalde topologie uit te werken en die dan te koppelen aan een energievat zodat het mogelijk wordt een energieopslagsysteem te bouwen. Ten eerste wordt de gebruikte converter gekenmerkt door twee energiestromen. Enerzijds van de bus, waar de belasting en de bron aan gekoppeld zijn, naar het energievat en anderzijds van het energievat naar de bus. De gebruikte topologie zal dus bidirectioneel moeten zijn. Ten tweede zal de energieopslag op een hogere spanning gebeuren omdat de opgeslagen energie in het energievat kwadratisch verloopt met de spanning. Dit alles in acht genomen betekent dat er nood is aan een bidirectionele boost converter. De toepassing wordt net als de gebruikte topologie toegelicht in hoofdstuk 1. Verder kan deze masterproef opgesplitst worden in twee grote blokken. Enerzijds is er het hardwareontwerp en anderzijds is er de ontwikkeling van de benodigde software. Het hardwaregedeelte is op zijn beurt opgedeeld in verschillende deelproblemen. Zo is er in eerste instantie een FET driver ontworpen om de MOSFET s aan te sturen die zich op de vermogenprint bevinden. Op de vermogenprint is de bidirectionele boost converter geïmplementeerd die aangestuurd wordt door een dspic. Tot slot is er nog een condensatorbank ontworpen die dienst doet als energievat. Het hardwaregedeelte wordt dieper uitgewerkt in hoofdstuk 2. Naast het hardwaregedeelte is er ook nog een softwaregedeelte. De hardware is opgebouwd rond een dspic30f2020 van Microchip. Deze microcontroller is volledig geprogrammeerd in assembler. In de geschreven software is de regelkring voorzien van een boost- (opladen energievat) en een buckmode (ontladen energievat). Daarnaast is er in de software ook de benodigde beveiliging voorzien naast de beveiliging die uitgevoerd is in hardware. Dit alles wordt omschreven in hoofdstuk 3. Dries Vromman 1

15 Hoofdstuk 1: BIDIRECTIONELE BOOST CONVERTER ALS ENER- GIEOPSLAGSYSTEEM 1. Inleiding Sommige belastingen vereisen een overbrugging van spanningsdips of spanningsfluctuaties, andere hebben op bepaalde momenten een extra stroomvraag. Een voorbeeld van een extra stroomvraag kan een belasting zijn die tijdens het opstarten meer stroom trekt. Dit voorbeeld wordt hieronder principieel weergegeven in figuur 1. Een belasting die een stroomverloop in functie van de tijd i Load (t) heeft, is aan een bus gekoppeld. Deze bus voorziet de belasting van een spanning V BUS. Figuur 1: Principe opstartstroom Als bovenstaande situatie zich in de praktijk voordoet dan zal de bron (hier V BUS ) gedimensioneerd moeten worden volgens de piekstroom I P. Dit leidt meestal tot een meerkost. Om hiervoor (en ook tegen spanningsdips) een oplossing te bieden kan een extra energiebuffer aangewend worden. Dit energievat kan geïmplementeerd worden onder de vorm van een condensatorbank die door middel van een tweedraadsverbinding verbonden is met de bus zoals weergegeven in figuur 2.[1] Figuur 2: Energieopslag onder de vorm van een condensatorbank Dries Vromman 2

16 De beschikbare energie in een dergelijke configuratie is te schrijven als: E = 1 2 C V 1 2 V 2 2 (1) Met E = de beschikbare energie in Joule (J) Met C = de capaciteit van de condensatorbank in Farad (F) Met V 1 = startspanning, de spanning over de condensatorbank voor het ontladen in Volt (V) Met V 2 = eindspanning, de spanning over de condensatorbank na het ontladen in Volt (V) Uit bovenstaande formule kan besloten worden dat, voor eenzelfde beschikbare energie E, de capaciteit groter zal moeten worden als het spanningsverschil tussen V 1 en V 2 kleiner wordt. Dit is nu ook het probleem bij een configuratie zoals weergegeven in figuur 2. Van de spanning op de bus wordt meestal verwacht dat die vrij stabiel is. Dit wil zeggen dat de spanningsverandering V 1 V 2 zo klein mogelijk moet zijn bij het opvangen van een spanningsdip en/of een extra stroomaanvraag. Om de spanningsverandering zo klein mogelijk te houden, voor eenzelfde beschikbare energieinhoud, moet de totale capaciteit van de condensatorbank zo groot mogelijk zijn. Dit betekent dat er relatief veel capaciteit (dus veel condensatoren en dus een grotere kost) nodig zal zijn, wat meteen een groot nadeel is van deze methode. Ten tweede kan uit bovenstaande formule ook geconcludeerd worden dat, voor eenzelfde capaciteit, er meer energie kan opgeslagen worden bij een hogere spanning. De opgeslagen energie in een condensator verloopt immers kwadratisch met de spanning. Een andere manier om de eerder beschreven problemen op te lossen is High-Voltage-Energy Storage (HVES) [1]. Bij HVES wordt de energie in de condensatoren opgeslagen op een hogere spanning waardoor het spanningsverschil tussen de startspanning (V 1 ) en de eindspanning (V 2 ) groter kan worden. Bij een dergelijke manier van werken is er wel een extra stuk hardware nodig dat ten eerste in staat moet zijn energie van de bus naar de condensatorbank te brengen, maar ook omgekeerd, en ten tweede moet de condensatorbank opgeladen worden tot op een hogere spanning. Om bovenstaande te realiseren wordt in deze masterproef gebruik gemaakt van een bidirectionele boost converter. Het algemeen blokschema is weergegeven in figuur 3. De ingang van de bidirectionele boost converter, de kant die met de bus verbonden is, wordt de lage spanningskant genoemd en de uitgang, de kant die met de condensatorbank verbonden is, wordt de hoge spanningskant genoemd. Dries Vromman 3

17 Figuur 3: Energieopslag in een condensatorbank d.m.v. een bidirectionele boost converter In de normale werking van de bidirectionele boost converter zijn er twee modes te onderscheiden: 1) Boostmode: Deze fase wordt gekenmerkt door een energiestroom van de bus naar de condensatorbank. 2) Buckmode: In deze fase wordt er energie van de condensatorbank terug naar de bus gevoerd omdat de voeding van de bus om een of andere reden niet genoeg in energie kan voorzien. De vraag die nu nog gesteld moet worden is wat de inhoud is van het blokje dat in figuur 3 als bidirectionele boost converter is omschreven. Het antwoord op die vraag wordt hieronder stap voor stap uitgewerkt. Dries Vromman 4

18 2. Converter configuratie 2.1 Configuratie Opbouw In zijn eenvoudigste vorm zou een bidirectionele boost converter opgebouwd kunnen worden zoals weergegeven in figuur 4 [1-4]. Deze configuratie lijkt bijzonder goed op de configuratie van een traditionele boost converter. Het enige verschil is dat er een tweede MOSFET (FET2) gebruikt wordt in plaats van een diode. Dit is nodig om de energie van uit de condensatorbank terug te kunnen sturen naar de bus in de buckmode. Bus met belasting Bidirectionele Boost Converter Configuratie 1 Condensatorbank Figuur 4: Configuratie 1 bidirectionele boost converter Om de werking te beschrijven van de configuratie die weergegeven is in figuur 4 wordt er zoals eerder gezegd een onderscheid gemaakt tussen boostmode en buckmode. Voor de werking die hieronder volgt, wordt uitgegaan van ideale componenten en van het feit dat de spanningen (V BUS en v C ) tijdens een bepaalde schakelperiode ongeveer constant zijn. Dries Vromman 5

19 2.1.2 Werking boostmode De boostmode valt uiteen in twee fases. De eerste fase doet zich voor gedurende een tijd T ON. De tweede fase volgt onmiddellijk na de eerste fase en duurt een tijd T OFF. De som van de twee tijden wordt gedefinieerd als een schakelperiode T. De verhouding van T ON en de schakelperiode T wordt de duty cycle D genoemd. T = T ON + T OFF (2) D = T ON T (3) Tijdens de eerste fase is FET1 een gesloten en FET2 een open schakelaar. Deze situatie is schematisch weergegeven in figuur 5 en duurt zoals eerder gezegd een zekere tijd T ON. Over de spoel staat nu de volledige busspanning V BUS. v L = L di L dt (4) Volgens bovenstaande vergelijking zal de stroom door de spoel nu lineair stijgen met helling: di L dt = V BUS L v L v L V bus i L v C V bus i L v C Figuur 5: Boostmode configuratie 1 - Fase 1 Figuur 6: Boostmode configuratie 1 - Fase 2 Tijdens de tweede fase zijn FET1 en FET2 open schakelaars, de inwendige diode van FET2 komt in geleiding. Over FET1 en FET2 is een extra ultra-fast diode geplaatst. Deze wordt nu, voor de eenvoud, nog even buiten beschouwing gelaten. De situatie gedurende de tijd T OFF is schematisch weergegeven in figuur 6. De spanning die nu over de spoel komt te staan is te schrijven als: v L = V BUS v C Dit wil zeggen dat de helling van de stroom nu als volgt te schrijven is: di L dt = V BUS v C L Dries Vromman 6

20 Met bovenstaande formule zijn er nu drie mogelijkheden: V BUS > v C : De condensatorbank is nog niet opgeladen tot boven de busspanning. De spoelstroom zal, zelfs in de tweede fase, blijven stijgen omdat het verschil tussen de busspanning en de condensatorspanning positief is. Er moet opgemerkt worden dat deze stijgende helling van de spoelstroom kleiner zal zijn dan de stijgende helling van de stroom tijdens de periode T ON. Dit omdat het verschil V BUS v C steeds kleiner is dan V BUS. V BUS = v C : De condensatorbank is opgeladen tot de busspanning. Dit is eigenlijk een puur hypothetisch geval omdat de kans dat dit geval exact optreedt uiterst klein is. Mocht het toch voorkomen dat beide spanningen even groot zijn, dan zal de spoelstroom constant blijven. V BUS < v C : De condensatorbank is opgeladen tot boven de busspanning. De spoelstroom zal dalen omdat het verschil tussen de busspanning en de condensatorspanning negatief is. In onderstaande figuur zijn bovenstaande mogelijkheden voor de spoelstroom in een algemeen geval getekend bij een constante duty cycle. De helling van de stijgende spoelstroom is steeds constant, de dalende helling is afhankelijk van de spanning over de condensatorbank (v C ). Figuur 7: Samenvatting spoelstroom tijdens boostmode (configuratie 1) Door de duty cycle te wijzigen is het mogelijk om de stroom op een bepaald niveau te dwingen. Dit is dan eigenlijk niets anders dan het regelen van de spoelstroom. Dit wordt verder in de tekst meer uitgewerkt. Tot slot moet er opgemerkt worden dat het ten allen tijde vermeden moet worden dat beide FET s op hetzelfde moment gesloten zijn. Dit zou er immers voor zorgen dat de condensator(-bank) kortgesloten wordt. Dit fenomeen wordt ook wel shoot-through genoemd. Dries Vromman 7

21 2.1.3 Werking buckmode In de buckmode wordt er energie van de condensatorbank terug naar de bus gevoerd omdat de voeding van de bus om een of andere reden niet genoeg in energie kan voorzien. Opnieuw kan de buckmode opgesplitst worden in twee fases. v L v L V bus i L v C V bus i L v C Figuur 8: Buckmode configuratie 1 - Fase 1 Figuur 9: Buckmode configuratie 1 - Fase 2 Tijdens de eerste fase is FET1 een open schakelaar en FET2 een gesloten schakelaar. Deze situatie is schematisch weergegeven in figuur 8 en duurt een zekere tijd T ON. De spanning die nu over de spoel komt te staan is te schrijven als: v L = v C V BUS De helling van de spoelstroom is volgens vergelijking 4 te schrijven als: di L dt = v C V BUS L Aan de hand van bovenstaande formule zijn er nu drie mogelijkheden af te leiden: V BUS > v C : De busspanning is groter dan de spanning over de condensatorbank. De spoelstroom zal dalen omdat het verschil tussen de condensatorspanning en de busspanning negatief is. Er moet opgemerkt worden dat dit geval in de praktijk niet zal voorkomen. Er zal steeds gezorgd worden dat de condensatorbank voldoende opgeladen is. V BUS = v C : De condensatorbank is opgeladen tot de busspanning. Dit is opnieuw een puur hypothetisch geval omdat de kans dat dit geval exact voorkomt uiterst klein is. Mocht het toch voorkomen dat beide spanningen even groot zijn, dan zal de spoelstroom constant blijven. V BUS < v C : De condensatorbank is opgeladen tot boven de busspanning. De spoelstroom zal stijgen omdat het verschil tussen de busspanning en de condensatorspanning positief is. Tijdens de tweede fase zijn FET1 en FET2 open schakelaars. De interne diode van FET1 komt nu in geleiding. Zoals eerder gezegd staat er over deze MOSFET nog een extra diode die in geleiding zal komen, maar voor de eenvoud wordt ze nog even buiten beschouwing gelaten. Deze situatie is schematisch weergegeven in figuur 9 en duurt een zekere tijd T OFF. Over de spoel staat nu minus de busspanning. Opnieuw is de helling van de spoelstroom volgens vergelijking 4 te schrijven als: Dries Vromman 8

22 di L dt = V BUS L In onderstaande figuur is de spoelstroom in een algemeen geval getekend. De gevallen waarbij de spoelstroom constant blijft of zelf daalt, zijn niet opgenomen in de figuur omdat het niet de bedoeling is dat deze voorkomen tijdens de normale werking. De stijgende helling is afhankelijk van de spanning van de condensatorbank. De dalende helling is steeds constant, in de veronderstelling dat de busspanning constant is. Figuur 10: Samenvatting spoelstroom tijdens buckmode (configuratie 1) Opnieuw moet er opgemerkt worden dat het ten allen tijde vermeden moet worden dat beide FET s op hetzelfde moment gesloten zijn. Dit zou er immers voor zorgen dat de totale capaciteit kortgesloten is Nadelen configuratie 1 Een belangrijk nadeel van deze configuratie is weergegeven in figuur 7. Tijdens de boostmode en als de condensatorbank nog onvoldoende is opgeladen (V BUS > v C ), zal de spoelstroom blijven stijgen. Op deze manier kan de spoelstroom bij het opstarten zodanig ongecontroleerd oplopen dat er componenten beschadigd kunnen worden. Een ander probleem kan zich voordoen wanneer de bus en de converter om een of andere reden (bijvoorbeeld door een slechte kabel) plots van elkaar gescheiden worden als er nog een stroom door de spoel vloeide. De stroom vindt nu geen geleidingsweg meer en de spoel zal daardoor een zeer grote spanning over zijn klemmen generen waardoor er ernstige schade aangericht kan worden aan de componenten. Een derde probleem bij deze configuratie is dat er geen enkele ingreep kan gebeuren als de hoge spanningszijde, de kant van de condensatorbank, wordt kortgesloten. De inwendige diode van FET2 zal in geleiding komen en de volledige busspanning komt over de spoel te staan. De kortsluitstroom is niet te onderbreken, ook niet door alle FET s uit te schakelen. Bovenstaande problemen zijn niet onmiddellijk op te lossen binnen deze configuratie zonder het toevoegen van extra functionaliteit. Hieronder zal in een tweede configuratie een oplossing gezocht worden voor bovenstaande problemen. Dries Vromman 9

23 2.2 Configuratie Opbouw Om de beschreven nadelen van de eerste configuratie op te lossen, wordt er extra functionaliteit toegevoegd aan die eerste configuratie. Dit omvat een diode (D1) en een extra MOSFET (FET3). De nieuwe configuratie is hieronder weergegeven in figuur 11. Bus met belasting Bidirectionele Boost Converter Configuratie 2 Condensatorbank Figuur 11: Configuratie 2 bidirectionele boost converter Om de werking te beschrijven van de verbeterde configuratie wordt er opnieuw een onderscheid gemaakt tussen boostmode en buckmode. In theorie is deze terminologie niet meer helemaal correct omdat er niet meer gewerkt wordt met een zuivere boost en buck converter. Toch worden deze termen verder gebruikt in deze tekst om de eenvoud en de begrijpbaarheid van de tekst te behouden. Voor de werking die hieronder volgt, wordt uitgegaan van ideale componenten en van het feit dat de spanningen (V BUS en v C ) tijdens een bepaalde schakelperiode ongeveer constant blijven. Dries Vromman 10

24 2.2.2 Werking boostmode De boostmode valt opnieuw uiteen in twee fases. Tijdens de eerste fase zijn FET1 en FET3 gesloten, FET2 is een open schakelaar. Deze situatie is schematisch weergegeven in figuur 12 en is geldig gedurende een zekere tijd T ON. Over de spoel staat nu de volledige busspanning V BUS. v L v L V bus i L v C V bus i L v C Figuur 12: Boostmode configuratie 2 - Fase 1 Figuur 13: Boostmode configuratie 2 - Fase 2 Volgens vergelijking 4 zal de stroom door de spoel nu lineair stijgen met helling: di L dt = V BUS L Gedurende de tweede fase komt de inwendige diode van FET2 en ook de extra diode die over deze MOSFET staat in geleiding, FET1 en FET3 zijn open schakelaars. Deze situatie is schematisch weergegeven in figuur 13 en duurt een zekere tijd T OFF. Over de spoel staat nu minus de spanning van de condensatorbank. De helling van de spoelstroom kan volgens vergelijking 4 geschreven worden als: di L dt = v C L Dit betekent concreet dat de spoelstroom gedurende deze fase zeker zal dalen. Hiermee is dus het eerste probleem dat in punt besproken werd opgelost. Er moet wel opgemerkt worden dat de spoelstroom constant blijft indien de spanning van de condensatorbank 0V bedraagt. Dit geval zal in de normale werking nooit exact voorkomen. Hieronder is een algemeen geval weergegeven van het verloop van de spoelstroom. Het geval waarbij de spoelstroom constant blijft is niet opgenomen in dit beeld. Onderstaande grafiek is opgesteld met een vaste duty cycle. De stijgende spoelstroom is steeds constant terwijl de dalende helling afhankelijk is van de grootte van de spanning over de condensatorbank. Naarmate deze spanning groter wordt zal de dalende helling groter worden. Dries Vromman 11

25 Figuur 14: Samenvatting spoelstroom tijdens boostmode (configuratie 2) Door de grootte van de duty cycle te regelen kan de stroom op een bepaald niveau gedwongen worden. Op die manier kan de condensatorbank opgeladen worden met een constante stroom. Meer hierover staat verder in de tekst. Dries Vromman 12

26 2.2.3 Werking buckmode In de eerste fase van de buckmode, afgebeeld in figuur 15, zijn FET2 en FET3 gesloten. FET1 is een open schakelaar. De eerste fase duurt een zekere tijd T ON en de spoelspanning gedurende deze periode is gelijk aan v C V BUS. Hiermee kan de helling van de spoelstroom berekend worden. di L dt = v C V BUS L De spanning van de condensatorbank zal steeds hoger gehouden worden dan de spanning van de bus. Uit bovenstaande formule kan geconcludeerd worden dat de spoelstroom steeds stijgt. v L v L V bus i L v C V bus i L v C Figuur 15: Buckmode configuratie 2 - Fase 1 Figuur 16: Buckmode configuratie 2 - Fase 2 In de tweede fase, die een tijd T OFF duurt, zijn FET1 en FET2 open schakelaars en is FET3 gesloten. De inwendige diode van FET1 komt in geleiding. Deze situatie is weergegeven in figuur 16. De spoelspanning is makkelijk uit de figuur af te leiden als minus de busspanning. Hiermee kan de helling van de spoelstroom geschreven worden als: di L dt = V BUS L De spoelstroom zal nu dus dalen aangezien de waarde V BUS steeds groter dan 0V beschouwd wordt. Het verloop van de spoelstroom wordt hieronder in een samenvattende figuur weergegeven bij een constante duty cycle. De dalende helling wordt als constant beschouwd (V BUS = constante), de stijgende helling is afhankelijk van de spanning van de condensatorbank. Hoe meer die ontladen wordt tijdens de buckmode, hoe lager de spanning wordt, hoe kleiner de dalende helling. Figuur 17: Samenvatting spoelstroom tijdens buckmode (configuratie 2) Dries Vromman 13

27 Tot slot moet nog vermeld worden dat ook het tweede probleem, dat in punt besproken werd, opgelost is met deze configuratie. Zowel in boost- als in buckmode kan de spoelstroom een geleidingsweg vinden als de condensatorbank om een of andere reden losgekoppeld wordt. Het derde probleem waarbij er niet kan opgetreden worden bij een kortsluiting aan de hoge spanningszijde is ook opgelost. Indien een te hoge spoelstroom gedetecteerd wordt, kan FET3 geopend worden waardoor het kortsluitpad onderbroken is Besluit Deze verbeterde configuratie biedt dus wel degelijk een oplossing voor de genoemde nadelen in punt Daarom zal deze configuratie gebruikt worden om de bidirectionele boost converter in de praktijk te realiseren. 3. Opstelling In de onderstaande figuur is de praktische opstelling te zien Figuur 18: Praktische opstelling In bovenstaande opstelling zijn de grootste blokken van de opstelling aangeduid. Om te beginnen is er op de bus (2) een bron (1) aangesloten die een bepaalde busspanning V BUS levert. Hier zal er gewerkt worden met een busspanning van 24V. Ten tweede is er op de bus een belasting (7) aangesloten. Deze belasting wordt hier voorgesteld als een lamp (24V/40W). Vervolgens is de ingang van de bidirectionele boost converter (3) via een tweedraadsverbinding ook aangesloten op deze bus. De uitgang van deze vermogenprint (3) is verbonden met de condensatorbank (4) waarin zich de nodige gebufferde energie bevindt. De vermogenprint wordt volledig aangestuurd door een dspic30f2020. Om deze te programmeren of te debuggen is gebruik gemaakt van de MPLAB ICD2 module van Microchip (5). Deze module wordt op zijn beurt aangesloten aan een computer waarop de assembler code geschreven is. Dries Vromman 14

28 Hoofdstuk 2: HARDWARE 1. Inleiding Het eerste deel van de masterproef bestond erin de nodigde hardware te ontwerpen voor de bidirectionele boost converter die besproken werd in hoofdstuk 1. Uit praktische overwegingen is het gehele project opgedeeld in aparte (kleinere) stukken. Hieronder worden deze delen opgesomd: Vermogenprint FET driver Condensatorbank Bovengenoemde onderdelen worden hieronder uitgewerkt. De schema s zijn opgenomen als bijlage. 2. Vermogenprint 2.1 Inleiding De kerntaak van deze masterproef is de bouw van een bidirectionele boost converter. Het principe van de schakeling is hierboven al uitgelegd. Nu wordt meer benadrukt hoe de converter in de praktijk is opgebouwd op de PCB. De converter is opgebouwd rond een microcontroller van Microchip. 2.2 Bidirectionele boost converter Elektrisch schema Voeding De dspic30f2020 heeft een voedingsspanning nodig van +5V. Daarnaast is er ook voor gezorgd dat alle andere componenten (FET-driver, current monitors ) van de vermogenprint die een voeding nodig hebben kunnen werken op +5V. Om die voedingsspanning te realiseren is gebruik gemaakt van een transformator die de netspanning omzet naar een lagere spanning, een gelijkrichter die de omlaag getransformeerde spanning gelijkricht, een afvlakcondensator om de gelijkgerichte spanning af te vlakken en een stabilisator om een gestabiliseerd 5V signaal af te leveren. De voeding is voorzien van een LED om de goede werking van de voeding te visualiseren. De microcontroller voorziet twee pinnen (A VDD en A VSS ) om een referentiespanning aan te sluiten. Deze referentie wordt gebruikt door de ADC s die aanwezig zijn. Het is ook mogelijk om deze pinnen gewoon te verbinden met de voedingsspanning. Echter zal de digitalisering dan minder nauwkeurig verlopen. Daarom is er hier geopteerd om een referentiespanning aan te sluiten op deze pinnen. Het referentiesignaal wordt aangemaakt door een REF02BP +5V precision voltage reference van Texas Instruments. Naast de voeding voor de componenten op de vermogenprint is nog een ingangsconnector voorzien om de vermogenvoeding aan te sluiten. Deze vermogenvoeding is eigenlijk de busspanning waarvan sprake is in figuur 3. Dries Vromman 15

29 dspic De volledige print wordt aangestuurd door middel van een dspic30f2020. Deze is ontkoppeld door middel van keramische condensatoren. Ten tweede is er bij de microcontroller een resetcircuit voorzien. Het is mogelijk om te resetten door de resetknop te bedienen of door de microcontroller te verbinden met de MPLAB ICD2 (In Circuit Debugger). Indien de drukknop bediend wordt, komt de MCLR (Master CLeaR) pin van de microcontroller laag te staan waardoor deze gereset wordt. De microcontroller wordt geprogrammeerd door middel van de MPLAB ICD2. Deze maakt het mogelijk serieel te programmeren zonder de microcontroller uit de schakeling te moeten halen. Om de debugger aan te kunnen sluiten op de vermogenprint is een RJ-11 voorzien (zie figuur 19). Hierbij zijn drie signalen van deze connector met de microcontroller verbonden. Deze zijn: PGD: Programming Data PGC: Programming Clock MCLR: Master Clear Verder zijn de PWM kanalen verbonden met de FET-drivers. Meer over deze drivers volgt verder in de tekst. Vervolgens zijn er vier ADC ingangen van de dspic gebruikt om de ingangsspanning, de uitgangsspanning en de stroom tijdens de buck- en boostmode op te meten. De spanningen worden opgemeten door middel van spanningsdelingen, de stromen worden opgemeten door middel van een sense-weerstand en een current monitor. Meer over deze laatste volgt verder in de tekst. De gedigitaliseerde waarden worden gebruikt in de regelkringen en ter beveiliging. Naast de hierboven genoemde ADC ingangen is er ook nog een ADC ingang verbonden met een regelbare weerstand. In het definitieve programma zal de spanning van de condensatorbank door middel van deze weerstand ingesteld kunnen worden. Om de veiligheid te garanderen is er een veiligheidsmechanisme ingebouwd bij de condensatorbank (zie pagina 48: veiligheid). Naast de hardwarebeveiliging (normaal gesloten contact relais) is er ook een softwarebeveiliging. Om de microcontroller duidelijk te maken dat de condensatorbank verbonden is, wordt de controlelus ingelezen door middel van een I/O-pin (Input/Output-pin). Om de microcontroller nu ook gepast te laten reageren, stuurt hij via een andere I/O-pin het relais aan op de condensatorbank. Tot slot is er ook nog een I/O-pin verbonden met een jumper. Met deze jumper kan er gekozen worden om een indicatie LED of een externe indicatie (vb. zoemer) aan te sturen. Deze indicatie is gebruikt om het programma tijdens de ontwikkelfase te testen en wordt in het definitieve programma gebruikt om aan te duiden dat er een te hoge spanning of stroom is opgetreden. Dries Vromman 16

30 Vermogengedeelte Om te beginnen is aan de ingang en aan de uitgang van de converter een spanningsdeling voorzien. Deze deling is noodzakelijk om de ingangs- en uitgangsspanning te kunnen inlezen in de dspic. De spanning aan de ingangsklemmen van de microcontroller mag immers niet groter zijn dan de voedingspanning van +5V. Aan de ingang is een capaciteit voorzien die tijdens de buckmode dienst doet als afvlakcondensator voor de belasting. Aan de uitgang van de boost converter is één van de vijftien condensatoren geplaatst. Voor elke MOSFET zijn er twee connectoren voorzien om de FET-driver in vast te klikken. Meer over de specificaties van de MOSFET s volgt hieronder. In serie met de spoel is een sense-weerstand geplaatst die nodig is om de stroom te kunnen opmeten met de current monitors. Door middel van een connector wordt de uitgang van de converter verbonden met de condensatorbank. Deze connector is bestand tegen een voldoende grote stroom. Er is een potentiometer voorzien waarmee de wenswaarde voor de spanning van de condensatorbank kan ingesteld worden. Het volledige schema is opgenomen als bijlage Printontwerp Bij het ontwerpen van de PCB van de vermogenprint zijn een aantal regels in acht genomen. Deze zijn hieronder kort samengevat: Bij de transformator van de voeding is er op gelet dat de primaire en de secondaire zo veel mogelijk gescheiden worden van elkaar. Bij de dspic30f2020 en de andere IC s is ervoor gezorgd dat de ontkoppelcondensatoren zo dicht mogelijk bij de voedingspinnen geplaatst zijn. De afstand tussen de uitgang van de FET-driver en de gate van de FET is zo kort mogelijk gehouden. Dit om ervoor te zorgen dat printsporen zich niet al te inductief gaan gedragen. De current monitors zijn zo dicht mogelijk bij de sense-weerstand geplaatst. Ook de afstand tussen de uitgang van de current monitor en de ingang van de microcontroller is beperkt gehouden. De verbindingen tussen de MOSFET s, de diodes, de spoel, de sense-weerstand en alle andere componenten in de vermogenkring zijn zo kort mogelijk gehouden om parasitaire inducties te beperken. De sporen van de vermogenkring zijn voldoende dik ontworpen om een voldoende grote stroom te kunnen geleiden. Er zijn meetpinnen voorzien om de voedingsspanning te controleren en om de stromen op te meten. De massa van de stuurkring en de vermogenkring komen samen in één massapunt, gelegen aan de source van FET1 (zie figuur 11). Dries Vromman 17

31 Hieronder is een foto weergegeven van de vermogenprint. Uitgangsconnector naar condensatorbank Connector busspanning FET-drivers RJ11-connector Figuur 19: Vermogenprint Stuklijst De gebruikte componenten zijn hieronder in een lijst weergegeven. Tabel 1: Stuklijst vermogenprint stukkenlijst waarde beschrijving aantal B1 2KBP gelijkrichter 1 C1 4,7mF condensator 1 C2 330nF condensator 1 C3, C5, C7, C10-C12, C18-C20 100nF condensator 9 C4 470µF condensator 1 C6 330µF condensator 1 C8 100nF condensator SMD 1 C9 2,2mF condensator 1 C13-C17 10nF condensator 5 D1 1N4004 diode 1 D2-D4 BYV42E-150 ultra fast diode 3 F1 SH22,4A zekering 1 F1 zekeringhouder 1 F1 zekeringkap 1 IC1 78S05 spanningsstabilisator 1 IC2 REF02 5V voltage reference 1 IC3, IC5 INA194 current sense monitor 2 IC7 DSPIC30F2020 microcontroller 1 IC7 DIP28 IC-voet 1 J1, J2 L printkroonsteen 2 Dries Vromman 18

32 J3 RJ11 1 JP1-JP6 1X3 connector 6 JP7 jumper 1 KK1-KK7 koelplaat 7 L1 77µH spoel 1 LED1 groen led 1 LED2 rood led 1 PL1 Molex connector 1 Q1-Q3 FDP2532 MOSFET 3 R1 2,2Ω weerstand 1 R2, R21, R16, R17 470Ω weerstand 4 R3 15mΩ shuntweerstand 1 R4, R5, R11 3,3k weerstand 3 R6, R7, R10 15Ω weerstand 3 R8 200k weerstand 1 R9 22M weerstand 1 R12, R14 20k weerstand 2 R13, R15 330k weerstand 2 R18 4,7k weerstand 1 R k regelbare weerstand 1 R20, R22 11k weerstand 2 RESET drukknop 1 T1 BC547 transistor 1 TRANSFO FL24-9 transformator Rendement converter Algemeen kan het rendement uitgedrukt worden als de nuttig gebruikte energie gedeeld door de toegevoerde energie. Dit wordt nu even toegepast om het rendement van de converter te berekenen. Boostconverter Indien de converter in boostmode werkt, wordt er energie van de bus naar de condensatorbank gebracht. De condensatorbank wordt dus opgeladen. Het rendement van de converter in boostmode is bepaald door de hoge spanningszijde te belasten en deze af te regelen op een constante spanning bij een busspanning van 24V. Hierbij zijn de ingangs- en uitgangsstroom gemeten om het toegevoerde en het nuttige vermogen te bepalen. η boost = P nuttig P toegevoerd = V c I out V bus I in (5) Volgens vergelijking 5 wordt het rendement van de boost converter 83%. η boost = 92,3V 0,53A 24V 2,45A = 48,91W 58,8W = 83,18% Dries Vromman 19

33 Buckconverter Als de converter in buckmode werkt, wordt er energie van de condensatorbank naar de bus gebracht. De toegevoerde energie is dus de energie die van de condensatorbank afkomstig is. De energie die nuttig gebruikt wordt is de energie die in de belasting wordt omgezet. Hier is de belasting een lamp van 40W. Deze kan 3,5 seconden blijven werken indien de condensatorbank (33mF) van 100V tot 30V wordt ontladen. η buck = E nuttig = P lamp t E toegevoerd 1 2 C V V 2 (6) Volgens vergelijking 6 wordt het rendement voor de buckmode dan 93%. 40W 3,5s η buck = mF 100V2 30V 2 = 140J 150,15J = 93,24% 2.3 dspic Wat is een dspic De gehele vermogenschakeling wordt in deze masterproef aangestuurd door middel van een dspic. Maar wat is een dspic nu eigenlijk? Een dspic is niets anders dan een microcontroller met een DSP-core (Digital Signal Processor) aan boord. Een DSP is een processor die een geoptimaliseerde architectuur heeft voor het verwerken van digitale signalen. Zo wordt iedere DSP-instructie in één tijdscyclus uitgevoerd. Naast deze DSP-core heeft de dspic -familie ook nog enkele andere modules aan boord om gegevens makkelijker in te lezen en uit te sturen. De belangrijkste die voor deze masterproef van toepassing zijn: ADC-modules output compare modules PWM-modules I/O-modules Deze modules worden verder in de tekst dieper uitgewerkt. Dries Vromman 20

34 2.3.2 dspic30f2020 In het assortiment dspic is er heel wat keuze. Zo heeft chipfabrikant Microchip 2 families dspic, namelijk dspic30f en dspic33f. Het grootste verschil tussen beide is snelheid. De microcontrollers die voor deze masterproef in aanmerking komen zijn de dspic30f2020 en de dspic33fj16gs502. In tabel 2 zijn de belangrijkste verschillen tussen beide weergegeven. Tabel 2: Verschil tussen dspic30f2020 en dspic33fj16gs502 dspic30f2020 dspic33fj16gs502 Werkspanning 3V 5.5V 3V 3.6V Data SRAM 512 bytes 2048 bytes Program memory 12 Kbytes 16 Kbytes Aantal comparators 4 4 Maximum ingangsspanning comparator 2.5V 1.65V SMPS DAC-spanning Geen externe PIN Wel een externe PIN CPU snelheid 30 MIPS 40 MIPS ADC snelheid 2 Msps 4 Msps PWM resolutie - Duty cycle - Dead-time - Phase-shift - Frequency 1.1ns 4.2ns 4.2ns 8.4ns 1.04ns 1.04ns 1.04ns 1.04ns Uit bovenstaande tabel kan dus besloten worden dat de specificaties van de dspic33fj16gs502 beter zijn dan die van de dspic30f2020. Jammer genoeg was deze dspic niet beschikbaar en moest de toepassing gebruik maken van de dspic30f Software Om de dspic bepaalde taken te laten uitvoeren moet een programma geschreven worden dat door de microcontroller uitgevoerd kan worden. Dit programma kan in heel wat talen geschreven worden. De voornaamste talen zijn assembler en C-taal. Assembler is een lager gelegen programmeerniveau die dichter bij de hardware staat dan de C-taal. Dit heeft als voordeel dat er geen overbodige code gegenereerd wordt en dat de gegevens zo sneller kunnen worden verwerkt. De C-taal heeft op zijn beurt het voordeel dat er gemakkelijker complexe programma s gemaakt kunnen worden. In deze masterproef wordt de microcontroller geprogrammeerd in assembler met de reden dat er zo dichter bij de hardware geprogrammeerd kan worden. Hiervoor wordt het programma MPLAB IDE van Microchip gebruikt. Dit programma zet de geschreven code om naar objectcode. Naast de assemblercode zijn er ook nog de library s van de dspic zelf. Deze zijn nodig om de verwijzingen in de assemblercode uitvoerbaar te maken in de microcontroller. Een laatste component die nodig is om software in de dspic te programmeren is de MPLAB ICD 2. Dit is een In-Circuit Debugger en programmer die ervoor zorgt dat de geschreven software, die omgezet is naar objectcode, in de microcontroller geprogrammeerd kan worden. Dries Vromman 21

35 Figuur 20: MPLAB IDE project manager Gebruikte modules De dspic30f2020 is een 16-bit microcontroller die een 16-bit brede geheugen- en databus heeft en een 24-bit brede instructiebus.[5, 6] Verder bevat de dspic30f2020 verschillende modules die gebruikt kunnen worden. Het volledige blokschema van deze microcontroller is terug te vinden in bijlage 7. Hieronder worden de modules die gebruikt zijn in het kader van deze masterproef besproken. DSP Een eerste opvallend gegeven bij een dspic30f is dat het RAM-geheugen opgesplitst is in twee delen. Dit is nodig voor het gebruik van de DSP-module in de microcontroller. Deze module is belangrijk om snelle berekeningen uit te voeren. Zo duurt iedere DSP-instructie slechts één cyclus terwijl een gewone microcontroller instructie meerdere cycli kan duren.[7] Door gebruik te maken van die DSPmodule kan een vermenigvuldiging van twee 17-bit getallen merkelijk sneller uitgevoerd worden. In figuur 21 (met gewone instructies) en figuur 22 (met DSP-instructies) is de verwerkingstijd te zien van het buck-algoritme (zie hoofdstuk 3). Het buck-algoritme berekend de duty cycle voor de volgende periode. Het gele signaal is de PWM-uitsturing en het groene signaal de tijd die het algoritme nodig heeft om tot een resultaat te komen. 5µs +5V Berekeningstijd 0V +5V PWM-uitsturing 0V Figuur 21: Verwerkingstijd buck-algoritme met gewone instructies Dries Vromman 22

36 1,5µs Inschakelen MOSFET s +5V Berekeningstijd 0V +5V PWM-uitsturing 0V Figuur 22: Verwerkingstijd buck-algoritme met DSP-instructies Uit bovenstaande beelden kan onmiddellijk besloten worden dat de microcontroller hetzelfde algoritme sneller kan verwerken indien er DSP-instructies gebruikt worden. Met DSP-instructies is de verwerkingstijd iets meer dan drie keer sneller. Op bovenstaand scoopbeeld is ook een spike te zien. Deze is afkomstig van het inschakelen van de MOSFET s. ADC Een volgende belangrijke module die nodig is voor deze masterproef, is de Analog-to-Digital-module (ADC-module). Deze zorgt ervoor dat een analoge spanning omgevormd wordt naar een digitale waarde. Het resultaat van deze digitalisering is een 10-bit woord dat in de microcontroller kan gebruikt worden in bijvoorbeeld de berekeningen. In figuur 23 is het blokschema weergegeven van de ADC-module in de dspic30f2020. In dit blokschema is te zien dat ADC-ingangspinnen AN0, AN2, AN4 en AN6 een eigen sample en hold circuit hebben. Dit wil zeggen dat deze ingangspinnen simultaan gesampled kunnen worden. Verder zijn er ook nog gedeelde ingangspinnen (AN8, AN10, en de pinnen met oneven nummers) die maar over één sample en hold circuit beschikken. Deze moeten dan om beurt afgelopen worden. Het digitaliseren van een analoog signaal gebeurd door middel van een Successive Approximation Register of kortweg SAR-register. Als de conversie begint wordt er in het SAR-register de waarde 200 hex geplaatst. Deze digitale waarde wordt, rekening houdend met de referentiespanning AV DD, analoog gemaakt door de DAC. Als deze conversie voltooid is, wordt deze vergelijkingsspanning vergeleken met de gesamplede waarde. Op basis van het resultaat van deze vergelijking wordt de waarde in het SAR-register aangepast en opnieuw een vergelijkingsspanning bekomen die men terug vergelijkt. Dit blijft duren tot alle bits doorlopen zijn. Eenmaal dit gebeurd is, wordt de digitale waarde in het juiste dataformaat omgezet en geplaatst in het 16-bit register van deze ADC.[8] Dries Vromman 23

37 Figuur 23: Blokschema ADC-module Wanneer er nu een conversie moet gebeuren is afhankelijk van de ingestelde triggering. Zo kan er getriggerd worden op een tijd die synchroon loopt met de PWM-kanalen, op een timer of op een moment dat zelf bepaald is. Er moet opgemerkt worden dat de microcontroller per paar getriggerd wordt. Dus als er een triggering gebeurt, dan wordt een even en een oneven ingangspin gesampled en gedigitaliseerd. Figuur 24: Trigger-event op ½ T on In deze masterproef is het de bedoeling om de condensatorbank met een constante spoelstroom op te laden. Hiervoor zal de gemiddelde spoelstroom dus gecontroleerd moeten worden. Bij analoge controle methodes wordt de spoelstroom door middel van filters uitgemiddeld.[9] Hier wordt de stroom elke schakelperiode één keer gesampled. Door nu dat samplemoment juist te kiezen kan Dries Vromman 24

38 telkens de gemiddelde spoelstroom ingelezen worden.[10] In bovenstaande figuur is het duidelijk dat de gemiddelde spoelstroom gesampled kan worden na ½ T ON. PWM In de dspic30f2020 zitten vier PWM generatoren. Dit betekent dat er vier verschillende PWMsignalen op een verschillende frequentie opgewekt kunnen worden. Er is ook de mogelijkheid om de vier PWM generatoren synchroon te laten werken. Dit laatste zal hier gebruikt worden. Vervolgens bestaan er verschillende modes om de PWM-kanalen aan te sturen. Deze zijn terug te vinden in de datasheet van de microcontroller.[5] Omdat er in deze masterproef maar gewerkt wordt met één vaste frequentie van 50kHz wordt de Standard Edge-Aligned PWM mode gebruikt. Figuur 25: Edge-Aligned PWM en blokschema primaire time base De werking van de PWM modules wordt uitgelegd aan de hand van bovenstaande figuren. Bij iedere klokpuls wordt de counter (PTMR) verhoogd en vergeleken (Equality Comparator) met de ingestelde periode en de ingestelde duty cycle. Bij een nieuwe periode wordt het PWMH-kanaal hoog geplaatst. Als de teller de ingestelde waarde van de duty cycle bereikt, wordt het kanaal laag gezet. Indien de teller de ingestelde waarde van de periode bereikt, wordt er een signaal gegeven dat de periode eindigt. De teller wordt nu gereset en het PWMH-kanaal wordt opnieuw hoog geplaatst. Output compare Een volgende module die in deze masterproef gebruikt wordt is de output compare. Deze dient om de uitgangsspanning continu te controleren zodat deze niet boven een maximale spanning kan komen. De werking van deze module is opnieuw gebaseerd op een comparator die het ingangssignaal vergelijkt met een ingestelde compare-spanning (CMREF). Eenmaal het ingelezen signaal de ingestelde waarde bereikt, wordt er een signaal afgevuurd dat gebruikt wordt om de PWM-modules uit te schakelen. Het glitch filter die in het blokschema van de comparator hieronder te zien is, dient om signalen weg te filteren die minder dan 66ns duren. Dries Vromman 25

39 Figuur 26: Blokschema comparator Input/Output Een laatste module die gebruikt wordt is de I/O-module. Met deze module is het mogelijk pinnen van de microcontroller hoog of laag te plaatsen. Daarnaast is het ook mogelijk om te detecteren of een pin hoog of laag geplaatst is. Een pin wordt als hoog beschouwd als de spanning aan de pin hoger is dan voedingsspanning minus 0,7V. Een pin wordt als laag beschouwd al de spanning lager is dan 0,6V. Deze module wordt binnen het kader van deze masterproef gebruikt voor de volgende toepassingen: het aansturen van de error-led het aansturen van het relais op de condensatorbank de controle of de condensatorbank is aangesloten Dries Vromman 26

40 2.4 MOSFET s Inleiding Zoals hierboven gezegd, wordt voor de drie schakelende elementen gebruik gemaakt van MOSFET s. Bij het kiezen van de MOSFET s moet er rekening gehouden worden met een aantal parameters. Deze parameters worden hieronder kort aangehaald en tenslotte wordt uitgelegd hoe de keuze van de MOSFET s is verlopen. De bespreking van de parameters is gebaseerd op een FDP2532 MOSFET geproduceerd door Fairchild Semiconductor.[11] D Drain G Gate S Source Figuur 27: Symbool MOSFET V DSS Een eerste parameter waarmee rekening moet gehouden worden tijdens de keuze van de MOSFET s is de maximaal toelaatbare spanning tussen drain en source. Voor de applicatie die hier gebouwd wordt, wordt er rekening gehouden met een V DSS van 150V. Deze spanning kan bereikt worden als de condensatoren voldoende opgeladen worden. Deze parameter wordt veelal opgegeven bij een temperatuur van 25 C R DS,ON Vervolgens worden de MOSFET s in deze toepassing gebruikt als schakelaars. Ideaal gezien heeft een open schakelaar een oneindige weerstand en een gesloten schakelaar geen weerstand. Een MOSFET heeft echter een zekere weerstand tussen drain en source (R DS,ON ) wanneer hij volledig ingeschakeld is. Om zo weinig mogelijk verlies te hebben moet deze weerstand zo klein mogelijk zijn. Voor een FDP2532 MOSFET is R DS,ON gelijk aan 14mΩ. Er moet wel opgemerkt worden dat deze waarde opgegeven is bij specifieke omstandigheden. Deze zijn: T C = temperatuur case = 25 C I D = drainstroom = 33A V GS = gate-source spanning = 10V Tot slot moet nog opgemerkt worden dat de waarde van R DS,ON sterk temperatuursafhankelijk is (figuur 28). Bij een junctie temperatuur van 120 C is R DS,ON dubbel zo groot als van R DS,ON bij 25 C. Dries Vromman 27

41 Figuur 28: R DS,ON in functie van de junctietemperatuur T C Total Gate Charge Q TG Normaal heeft een ideale schakelaar geen enkel stuurvermogen nodig, er is enkel een zekere stuurspanning nodig. Bij een MOSFET, een niet ideale schakelaar dus, gaat die regel niet helemaal op. De ingang (gate) van een MOSFET gedraagt zich als een capaciteit. Om de MOSFET volledig in te schakelen moet die capaciteit, tussen gate en source, opgeladen worden (V GS =10V). De lading die nodig is om de ingangscapaciteit van een MOSFET op te laden tot 10V, en dus ook de lading nodig om de MOSFET volledig in te schakelen, wordt als de total gate charge (Q TG ) gedefinieerd. Figuur 29: Gate charge van een FDP2532 Indien de MOSFET op een hoge schakelfrequentie werkt, dan zal het stuurvermogen lineair evenredig zijn met de schakelfrequentie. P = f V GS Q TG (7) De aansturing van de MOSFET s gebeurt door speciaal ontworpen drivers die hieronder in punt 3 uitgewerkt worden. Dries Vromman 28

42 2.4.5 Figure Of Merit (FOM) Voor een gegeven technologie zijn de parameters R DS,ON en Q TG omgekeerd evenredig met elkaar. Zo heeft een MOSFET met een lage R DS,ON een hoge Q TG en omgekeerd. Om nu verschillende MOSFET s met elkaar te vergelijken, moeten beide parameters in rekening gebracht worden. Daarom wordt voor de verschillende MOSFET s het product van R DS,ON en Q TG berekend. Dit product wordt ook wel de Figure Of Merit (FOM) genoemd. [12] FOM = R DS,ON Q TG (8) In tabel 3 is voor een aantal verschillende MOSFET s de FOM uitgerekend. Als op basis van deze tabel een keuze moet gemaakt worden, dan is het duidelijk dat de MOSFET met als typenummer FDP2532 de bovenhand haalt. Deze heeft immers de laagste FOM. Tabel 3: FOM voor een aantal MOSFET s met een V DS van 150V Fabrikant Typenummer Rdson (Ω) Gate charge (nc) FOM I DS (A) Fairchild Semiconductor FDP2532 0, , Fuji Electric 2SK , , International Rectifier IRF3315PBF 0, ,65 27 International Rectifier IRF3415PBF 0, , Diodes In het principeschema van de gebruikte configuratie (figuur 11) is er één diode D1 te zien. Daarnaast is er over FET1 en FET2 een extra diode geplaatst bovenop de inwendige diode van de MOSFET. Deze diodes zijn hieronder in figuur 30 weergegeven als D2 en D3. Bij de keuze van de diodes is er ten eerste vooral gelet op de reverse recovery time (t RR ) van de diodes. Deze is het best zo klein mogelijk zodat de diode snel kan overgaan van geleiden naar sperren. Ten tweede is er op gelet dat de diode een voldoende grote inverse spanning (reverse voltage) aankan. Hier is de keuze gevallen op de BYV42E-150 diodes, deze hebben een ultra-fast recovery time van 26ns en kunnen een inverse spanning tot 150V aan. Figuur 30: Configuratie 2 met extra diodes Dries Vromman 29

43 2.6 Spoel In de vermogenkring is de spoel opgenomen als energieoverdrager. Hier is een spoel gebruikt uit de DMT serie van Coilcraft die specifiek ontworpen is om gebruikt te worden in geschakelde voedingen. De gekozen spoel heeft een inductie van 77µH. 2.7 Current monitor Inleiding De stroom die door de spoel vloeit heeft een typische vorm zoals afgebeeld in figuur 17. Door het bidirectionele karakter van de boost converter kan de stroom door de spoel in twee richtingen vloeien. Dit is nodig om zowel energie van de lage spanningskant naar de hoge spanningskant en omgekeerd te verplaatsen. Het opmeten van de stroom kan op een aantal manieren gebeuren. In deze masterproef is geopteerd om gebruik te maken van één current monitor voor elke mode (boost- en buckmode). Eerst wordt het meetprincipe uitgelegd. Vervolgens wordt de principiële werking kort verklaard en wordt uitgelegd hoe de meting praktisch is aangepakt. Tot slot worden de specificaties die de keuze van de current monitor beïnvloed hebben toegelicht Principe In serie met de spoel wordt een sense-weerstand R S geplaatst. Deze weerstand zet de te meten spoelstroom I S om in een evenredige spanning V S. De spanning over de sense-weerstand wordt door een current monitor ingelezen en beïnvloedt daarbij de vermogenschakeling zo weinig mogelijk. Het uitgangssignaal is evenredig met de ingelezen verschilspanning. Het principe is weergegeven in figuur 31 en figuur 32.[13] Figuur 31: Principe INA194 Dries Vromman 30

44 2.7.3 Werking De klemmen V IN- en V IN+ worden door middel van zo kort mogelijke verbindingen met de senseweerstand R S verbonden. De voeding van de INA194 (V + ) mag kleiner zijn dan de common mode spanning aan de klemmen V IN- en V IN+. Hier bedraagt de voedingsspanning +5V. Intern werkt de INA194 met twee opamps om een goeie werking te garanderen bij het volledige bereik van de common mode spanning. Wanneer de common mode spanning positief is, is opamp A2 actief. De spanningsval wordt omgezet in een evenredige stroom. Door middel van een weerstand R L wordt deze stroom opnieuw omgezet in een spanning. Als de common mode spanning negatief is, is opamp A1 actief. De spanningsval over de sense-weerstand wordt opnieuw omgezet in een evenredige stroom. Door middel van een stroomspiegel wordt deze stroom gedupliceerd en door middel van weerstand R L terug omgezet in een spanning. In het overgangsgebied, wanneer A1 en A2 actief zijn, garandeert de fabrikant een goede werking door een architectuur die gepatenteerd is en dus niet wordt vrijgegeven. De gebruikte current monitor heeft een versterking van 50V/V. Dit betekent dat de uitgangsspanning van de current monitor aan volgend verband voldoet indien de sense-weerstand een waarde van 15mΩ heeft. v il = i L R S 50 (9) Praktisch Omdat de stroom in twee richtingen kan vloeien, kan de spanning over de sense-weerstand R S positief of negatief zijn. De current monitor zal hier dus moeten op voorzien zijn. Een eerste mogelijkheid zou kunnen zijn om gebruik te maken van één bidirectionele current monitor. Deze oplossing heeft als voordeel dat alles kan opgemeten worden met slechts één IC. Dit heeft echter als consequentie dat de meetnauwkeurigheid kleiner zal zijn omdat het volledige stroombereik (-8A tot +8A) ingelezen moet worden door één ADC. Daarenboven moet gewerkt worden met een offset om 0A voor te stellen. Een tweede mogelijkheid is om de positieve spoelstroom en de negatieve spoelstroom elk apart op te meten met een eigen current monitor. Deze oplossing heeft de omgekeerde voor- en nadelen als de eerste methode. Hier is het nadeel dat er twee monitors gebruikt moeten worden. Aan de andere kant zal de meetnauwkeurigheid groter zijn gezien het stroombereik in twee delen wordt opgesplitst. Het negatieve stroombereik (-8A tot 0A) en het positieve stroombereik (0A tot +8A) wordt apart opgemeten door 2 ADC s. In dit project is er voor deze methode geopteerd omdat het gebruik van twee current monitors geen belemmering is. De gekozen INA194 is geleverd in een SOT23-5 behuizing. Dries Vromman 31

45 2.7.5 Belangrijke specificaties Bij de keuze van de current monitor is gelet op een aantal specificaties. Om te beginnen moest de current monitor een voldoende grote bandbreedte hebben. De INA194 die hier gekozen werd heeft een bandbreedte van 500kHz. Een tweede eigenschap waarmee rekening gehouden is bij de keuze is de grootte van de common mode spanning, de zogenaamde common mode input voltage range. De common mode spanning is hier bij benadering gelijk aan de spanning V IN+ omdat de spanningsval over de sense-weerstand toch voldoende klein is. In boostmode varieert V IN+ tussen -0,7V en +24V (zie figuur 12 en figuur 13) en in buckmode blijft deze spanning constant op +24V (zie figuur 15 en figuur 16). De gekozen current monitor is bestemd voor common mode spanningen tussen -16V en +80V. Nu is het de bedoeling dat de current monitor het verschilsignaal of het differentieel signaal versterkt en niet het common mode signaal. Ideaal gezien zou het common mode signaal niet mogen versterkt worden. Praktisch is dit echter niet mogelijk. De specificatie die weergeeft in welke mate het differentieel signaal versterkt wordt en het common mode signaal onderdrukt, is de Common Mode Rejection Ratio (CMRR). De CMRR wordt meestal uitgedrukt in db door middel van vergelijking 10. Hierbij is A DM de versterking van het differentiële signaal en A CM de versterking van het common mode signaal. Hier bedraagt de CMRR 120dB. Tot slot moet er nog opgemerkt worden dat de CMRR frequentieafhankelijk is. CMRR db = 20 log A DM A CM (10) Een andere eigenschap die nauw samenhangt met de CMRR is de Power Supply Rejection Ratio (PSRR). Deze laatste geeft weer hoe groot de verandering van de uitgangsspanning is bij een verandering van de voedingsspanning. Met andere woorden hoe sterk de rimpel van de voedingsspanning onderdrukt wordt in het uitgangssignaal. Ideaal gezien zou er geen enkele invloed mogen zijn, maar praktisch is dit echter niet zo. Hier is de PSRR 105dB. Tot slot is er ook nog de versterking. In de INA familie zijn er een aantal versterkingen mogelijk (20V/V, 50V/V en 100V/V). De gekozen current monitor heeft een versterking van 50V/V. De keuze is zo gemaakt dat het maximale uitgangsignaal zo dicht mogelijk bij de maximaal in te lezen spanning van de ADC (+5V) aanligt maar ook niet erover. Dries Vromman 32

46 Cload 330u Rload 14,4 R1 9,1k Probleem Tijdens de eerste testfases werd al snel een probleem opgemerkt met de gebruikte current monitors. Het probleem wordt hieronder uitgelegd tijdens de buckmode, maar hetzelfde probleem doet zich ook voor tijdens de boostmode. Veronderstel de opstelling die weergegeven is in figuur 32. Dit is de situatie die zich voordoet tijdens de buckmode. Hierbij is FET3 continu gesloten, schakelt FET2 en is FET1 continu open. Diode D2 komt afhankelijk van de schakeltoestand in geleiding. Diode D1 komt in deze situatie normaal niet in geleiding. Bij onderstaande simulaties is voor de FET s rekening gehouden met hun R DS,ON van 16mΩ. De spanning langs de hoge spanningszijde, waar normaal de condensatorbank aangesloten is, wordt hier gevoed door een constante spanningsbron V c van 60V. De schakelfrequentie bedraagt 50kHz en de duty cycle is op een vaste waarde van 40% ingesteld zodat de busspanning V BUS na het uitsterven van de overgangsverschijnselen 24V bedraagt. GND ViL Ron_FET3 16m Out INA194 Vin- Vin+ Rs 15m V+ L 77u V 5 FET2 Ron 16m il + - V_duty_cycle Vbus Vc 60 D1 D2 Figuur 32: Opstelling buckmode met current monitor resistief belast Om de current monitor te simuleren is gebruik gemaakt van het Spice model dat door Texas Instruments ter beschikking gesteld wordt. Bovenstaande opstelling zal bij verschillende belastingen aan de uitgang gesimuleerd worden, maar wordt ook opgemeten in de praktijk. Hierbij worden volgende signalen opgemeten: De uitsturing, dit is het PWM-kanaal van de microcontroller De spoelstroom i L, deze is opgemeten met een Tektronix stroomprobe Het signaal V il na de current monitor Dries Vromman 33

47 Output Eerst wordt bovenstaande situatie gesimuleerd. Onderstaand resultaat wordt bekomen: T 5.00 V_duty_cycle 4.00 il +3,6A 3.00 ViL 2,65V m 1.02m 1.05m 1.07m 1.10m Time (s) 0V Figuur 33: Simulatie current monitor - belast met weerstand 9K1 In bovenstaande simulatie is te zien dat de current monitor het stroomverloop goed volgt. Er treedt bijna geen faseverschuiving op, de vorm is met een zeer goede benadering gelijk en de theoretische versterking van de current monitor wordt door middel van onderstaande berekening aangetoond. Veronderstel dat de controle wordt uitgevoerd wanneer de spoelstroom zijn maximum bereikt. Dan vloeit er een stroom van 3,6A door de sense-weerstand. De spanning over die weerstand wordt nu door de current monitor versterkt met een factor 50. v il = i L R S 50 = 3,6A 15mΩ 50 = 2,7V De berekende waarde van 2,7V komt goed overeen met de gesimuleerde waarde van 2,65V. Indien een analoge situatie in de praktijk opgemeten wordt, dan worden de volgende signalen opgemeten. V IL +2,3V +0,5V 2A I L 1A 0A +5V Uitsturing 0V Figuur 34: Meting current monitor - belast met weerstand 9K1 Dries Vromman 34

48 In bovenstaande scoopbeeld is het paarse signaal de uitgang van de current monitor (V IL ), het groene signaal de stroom opgemeten met de stroomprobe en het gele signaal de uitsturing van FET2 gemeten aan de microcontroller. Voor het groene signaal komt één divisie overeen met 1A. Uit de praktisch opgemeten signalen blijkt dat de vorm van het signaal van de current monitor niet in fase verschoven is. De vorm van het uitgangssignaal van de current monitor komt absoluut niet overeen met het werkelijke stroomverloop. Het verschil in vorm is te verklaren door de beperkte bandbreedte van de current monitor. Deze bandbreedte bedraagt zoals eerder gezegd 500kHz. Daarnaast is ook de grootte van het uitgestuurde signaal van de current monitor niet correct. Veronderstel dat opnieuw een controle wordt uitgevoerd bij de maximum spoelstroom (2A): v il = i L R S 50 = 2A 15mΩ 50 = 1,5V Deze berekende waarde komt absoluut niet overeen met de praktisch opgemeten waarde van 2,3V. Tot slot zijn in bovenstaande scoopbeeld spanningspieken te zien op het signaal dat uitgestuurd wordt door de current monitor. Deze spanningspieken zijn het gevolg van het inschakelen van FET2. Deze pieken zijn ook overal terug te vinden in de scoopbeelden die opgenomen zijn in dit verslag. Vervolgens is een tweede opstelling gemaakt waarbij de current monitor enkel belast wordt door de ingang van de microcontroller. Deze pin heeft een hoge impedantie gezien het de ingang van de ADC betreft. De resultaten van deze meting zijn hieronder weergegeven in figuur 35. V IL +2,2V +0,6V 2A I L 1A 0A +5V Uitsturing 0V Figuur 35: Meting current monitor - hoog impedant belast met ingang ADC Bovenstaande signalen zijn praktisch identiek aan de signalen die opgemeten zijn met een zuiver ohmse belasting van 9K1 (zie figuur 34). Er treedt geen faseverschuiving op, maar de vorm lijkt nog niet helemaal te kloppen. Dries Vromman 35

49 Om nu nog uit te sluiten dat de current monitor niet in de war wordt gestuurd door de ADC is een vierde opstelling gemaakt waarbij de uitgang van de current monitor gewoon opengelaten is. Dit is hieronder weergegeven: V IL +2,2V +0,7V 2A I L 1A 0A +5V Uitsturing 0V Figuur 36: Meting current monitor - uitgang niet belast De uitgang openlaten blijkt opnieuw geen succes te zijn. Er is geen faseverschuiving, maar de vorm van het signaal blijkt nog steeds verre van optimaal. De grootte van het signaal blijkt dan weer wel te kloppen. Ditmaal wordt de minimale (1A) stroom even gecontroleerd: v il = i L R S 50 = 1A 15mΩ 50 = 0,75V Deze berekende waarde komt goed overeen met wat is opgemeten. Tot slot is er nog een vijfde opstelling gemaakt waarbij de uitgang van de current monitor meer belast wordt. In onderstaande meting is de current monitor belast met een weerstand van 200Ω. V IL +2V +0,6V 2A I L 1A 0A +5V Uitsturing 0V Figuur 37: Meting current monitor - uitgang belast met 200Ω Dries Vromman 36

50 In bovenstaand beeld is te zien dat het signaal na de current monitor er goed uit ziet wat de vorm betreft. Er is geen faseverschuiving. De grootte van het signaal blijkt wel niet te kloppen. v il = i L R S 50 = 2A 15mΩ 50 = 1,5V Uit verdere testen is ook gebleken dat het uitgangssignaal van de current monitor satureert bij een belasting van 200Ω. Een verklaring hiervoor kan gevonden worden in het feit dat de uitgangsstroom van de monitor begrensd is. Uiteindelijk is besloten om de current monitor te belasten met een weerstand van 470Ω. Immers werden de beste resultaten verkregen met een relatief lage weerstand. Met een dergelijke belasting is er ook geen saturatie vastgesteld. Dries Vromman 37

51 3. FET Driver 3.1 Probleem De FET s kunnen onmogelijk rechtstreeks aangestuurd worden door de dspic. De piekstroom die een uitgang kan leveren en de uitgangsspanning zijn onvoldoende hoog om een FET uit te sturen. Dit is dus een eerste reden waarom een driver zal gebruikt worden. Een tweede probleem dat zich voordoet is het high side probleem. Veronderstel het principeschema van het vermogengedeelte in figuur 38. Wanneer FET1 is ingeschakeld en FET2 uitgeschakeld, dan staat de drain van FET1 en dus ook de source van FET2 op 0V. Wanneer FET2 is ingeschakeld en FET1 is uitgeschakeld, staat de drain van FET1 en dus ook de source van FET2 op V C. Figuur 38: High side probleem Het high side probleem zou kunnen opgelost worden door gebruik te maken van een high side FET driver. Een dergelijke driver is echter niet toe te passen op de derde FET die mogelijk laagfrequent schakelt. Daarom is uiteindelijk besloten om zelf een driver te bouwen die gebruikt wordt om de drie FET s aan te sturen. De drivers kunnen op de moederprint geplugd worden. Indien nodig kunnen de drivers later nog in andere projecten gebruikt worden. Hieronder wordt de driver verder uitgewerkt. 3.2 Elektrisch schema Het schema dat gebruikt wordt voor de drivers is ontworpen door ir. Marc Windels en is al gebruikt in eerdere masterproeven. Het volledige schema van de driver is in bijlage 2 te vinden. Er zijn echter een aantal wijzigingen aangebracht ten opzichte van het oorspronkelijke schema. Er is onder meer geopteerd om alles te voeden op +5V. Daarnaast is het vermogen van de DC-DC converter anders gedimensioneerd. Er is gekozen voor een converter met een vermogen van 2 Watt. Dries Vromman 38

52 Deze keuze heeft zo zijn voordelen. Zo heeft de converter nu kleinere afmetingen en is de kostprijs lager. Het is ook de bedoeling dat deze drivers later gebruikt zullen worden in het labo vermogenelektronica. Op het schema zijn twee connectoren voorzien: Een ingangsconnector waarop de massa, de voedingsspanning (+5V) en het stuursignaal afkomstig van de dspic aangesloten worden. De uitgangsconnector voor het gate- en het sourcesignaal. Merk ook op dat de afstand tussen de twee connectoren gelijk is aan 1300 mil zoals hieronder weergegeven in figuur 39. Door de mechanische eigenschappen van de connectoren is het niet mogelijk om de printjes verkeerd in te pluggen op de moederprint. Figuur 39: Afstand tussen de twee connectoren Door middel van een DC-DC converter wordt uit de voedingsspanning een spanning van +15V gemaakt. Deze spanning is nu gescheiden van de +5V die aangeboden wordt van de moederprint. Een zenerdiode na de converter zorgt voor een spanning van +5V die gebruikt zal worden voor de aansturing van de optocoupler HCPL7721. Op de spanning van +5V is er ook een LED voorzien die weergeeft of er spanning aanwezig is. Een andere zenerdiode zorgt voor een spanning van +3,3V. Deze spanning wordt verbonden met de source van de FET. Zodoende ligt de spanning van de gate 3,3V lager dan de source en is de FET zeker niet in geleiding. Wanneer de FET nu ingeschakeld wordt, dan wordt er een spanning van +15V aangeboden aan de gate van de FET. De gate van de FET staat nu ongeveer +12V hoger dan de source. Dries Vromman 39

53 3.3 Printontwerp Voor het PCB ontwerp is ervoor gekozen om gebruik te maken van SMD componenten. De gebruikte behuizing is Dit zorgt ervoor dat de print klein kan gehouden worden zodat ze later makkelijk op de moederprint kan geplugd worden. Hieronder is een foto weergegeven van de FET driver. Ingangsconnector Uitgangsconnector Figuur 40: FET driver 3.4 Stuklijst De lijst met gebruikte componenten is hieronder weergegeven. Tabel 4: Stuklijst FET driver stukkenlijst waarde beschrijving aantal C1-C5 100nF condensator 5 C6 220nF condensator 1 CP1 10µF condensator 1 IC1 TMH0515S DC/DC-converter 1 IC2 HCPL7721 optocoupler 1 IC3 TC4422 fet-driver 1 IC3 DIL8 Socket IC 1 JP1, JP2 1X3 connector 2 LED1 rood LED 1 R1, R3, R4 1KΩ weerstand 3 R2 470Ω weerstand 1 Z1 5V1 zenerdiode 1 Z2 3V3 zenerdiode 1 Dries Vromman 40

54 3.5 Meting In eerste instantie is de driver apart getest van het vermogenbord. Om de driver toch te belasten is gebruik gemaakt van een capaciteit. Uit de datasheet van de MOSFET s kan de total gate charge Q TG afgeleid worden. Stel Q TG gelijk aan 100nC, dan volgt uit onderstaande formule de equivalente gate capaciteit C: C = Q TG = 100nC V GS 10V = 10nF Voor de rest van de metingen is uitgegaan van een capacitieve belasting van 10nF. Hieronder is een scoopbeeld te zien van de uitgang (groen) en de ingang (geel) van de FET driver bij een duty cycle van 50% en een schakelfrequentie van 50kHz. De uitgang varieert tussen -3V en +12V. Ingangssignaal +5V 0V +12V Uitgangssignaal 0V -3V Figuur 41: Uitgang FET driver bij een duty cycle van 50% De optocoupler en de driver bezitten elk een eigen vertraging die samen ongeveer 90ns bedraagt. Deze vertraging is duidelijk waar te nemen in figuur 42. Het gele signaal is het ingangssignaal en het groene signaal de uitgang. +5V Ingangssignaal 0V +12V Uitgangssignaal 0V -3V Figuur 42: Delay FET driver Dries Vromman 41