Universiteit Twente EWI Practicum ElBas Klasse AB Versterker Jeroen Venema (s1173375 Danie l Sonck (s1176366 j.venema-1@student.utwente.nl) d.e.sonck@student.utwente.nl) 23 april 2012
Samenvatting Voor dit deel van het ElBas practicum hebben wij een klasse AB versterker ontworpen. We hebben ervoor gekozen om het ingangssignaal in meerdere trappen te versterken en aan te sluiten op de luidspreker. Tussen alle trappen zitten koppelcondensatoren om het beïnvloeden van DC-spanningen van voorgaande trappen te voorkomen. Uiteindelijk is er een spanningsversterking gehaald van meer dan 30 bij een verbruik van 0.2 A op een voedingsspanning van 10 V dus 2 W. De maximale amplitude van het ingangssignaal bedraagt 100 mv voor een vervorming binnen onze eisen.
Inhoudsopgave 1 Inleiding 2 2 Ontwerpeisen 3 3 Ingangstrap GSS 4 4 2 e Trap GES 8 5 3 e Trap GDS 12 6 Klasse AB eindtrap 16 7 Totale versterker 18 8 Meetresultaten 20 9 Conclusie 24 1
Hoofdstuk 1 Inleiding Onze klasse AB versterker bestaat uit vier trappen waarvan de eerste en de tweede trap versterken. De derde trap is een tussentrap om de eindtrap een hoog impedante ingang te geven. Dit zodat de versterkertrappen niet belast worden. Tot slot levert de eindtrap uiteindelijk het benodigde vermogen voor de luidspreker. De eerste trap is een GSS, deze trap heeft een hoog impedante ingang. Als tweede trap wordt er gebruik gemaakt van een GES voor verdere versterking. De derde trap is een GDS om ervoor te zorgen dat de versterkertrappen niet worden belast. En als eindtrap wordt er gebruik gemaakt van een klasse AB. Alle trappen zijn aan elkaar gekoppeld met behulp van koppelcondensatoren zodat de offset spanningen van voorgaande trappen de maximaal haalbare versterking niet verkleinen. 2
Hoofdstuk 2 Ontwerpeisen De eisen die werden gesteld aan de zelfontworpen versterker zijn: Werkt op U DD = 10 V enkelzijdige voeding, maar met een zo groot mogelijk voedingsbereik Frequentiebereik van minstens 20 Hz tot 20 khz ( 3 db) R in > 50 kω A u = 30 Geen DC stroom door de luidspreker Zo veel mogelijk uitgangsvermogen Zo min mogelijk THD, minimaal 40 db Al deze eisen hebben we gehaald met onze versterker. De vervormingseis is met onze eigen metingen en simulatie wel gehaald maar met de meting van de docenten niet. Meer daarover zie: 8 Meetresultaten. De versterker heeft een voedingsbereik van 9 V tot 30 V en een verbruik van 2 W bij 10 V. De volgende resultaten zijn gemeten met de audioanalyzer bij de versterker op U DD = 10 V: Frequentiebereik van <20 Hz tot 20 khz ( 3 db) A u = 30 Geen DC stroom door de luidspreker Aan de hand van deze resultaten is dan ook te concluderen dat het doel van het practicum is bereikt. 3
Hoofdstuk 3 Ingangstrap GSS De ingangstrap is een gemeenschappelijke source schakeling. Er is voor een GSS gekozen omdat deze een hoge ingangsweerstand heeft en daarnaast ook al kan versterken om zo de complete versterker klein te houden. De eis voor de ingangstrap: Rin > 50 kω De GSS heeft enkele nadelen: De benodigde versterking van 30x is niet uit deze ene trap te halen De GSS is een inverterende versterker dus het ingangssignaal wordt 180 gedraaid De uitgangsweerstand is gemiddeld (afhankelijk van de drain weerstand) Omdat de GSS een klein spanningsbereik heeft waarin deze goed werkt zonder vervorming is de trap berekend op een versterking van 3. Het kleine spanningsbereik wordt veroorzaakt door de relatief hoge U T = 2.1 V ten opzichte van 10 V U DD. Ook is het maximale ingangssignaal van invloed, deze hebben we op 100 mv gezet zodat 30 versterking een amplitude van 3 V oplevert. 4
Voor de eerste trap wordt er gebruik gemaakt van de volgende schakeling: U cc in R1G1 C1in G D R1D R1G2 S R1S uit Figuur 3.1: Schema GSS 1e Trap Deze schakeling is ingesteld met de volgende beginwaarden: U cc = 10 V U gs = 2.13 V U g = 3 V I D = 1 ma U t = 2.1 V Aan de hand van deze beginwaarden zijn de weerstandswaarden van R1G1, R1G2 en R1S berekend. Voor de complete berekeningen zie het journaal pagina 4 Instelschakeling. R1G1 = 300 kω R1G2 = 700 kω R1S = 870 Ω 5
Na het bepalen van de weerstanden kan de laatste weerstand R1D berekend worden met behulp van het KSVS: R1G1 R1D + G D + U in s U gs - R1G2 S U uit R1S + G S - D + U in R1G1 R1G2 R1S s U gs R1D U uit - - Figuur 3.2: Kleinsignaalvervangschema GSS 1 e Trap Met de overdracht die is berekend met behulp van Figuur 3.2 kan door wat omschrijfwerk R1D berekend worden. H = U uit = s R1D U in 1 R1S s R1D = U uit U in s 1 R1S s (3.1) (3.2) Met de eerder gevonden waarden komt R1D uit op 2565 Ω. Voor de complete berekeningen zie het journaal pagina 5 Kleinsignaalvervangschema. Dan is er nog één onbekende in het schema: de koppelcondensator C1in. Er geldt hiervoor een maximale waarde en minimale waarde om het 3 db punt op de juiste plaats te hebben en een korte oplaadtijd. De volgende vergelijkingen zijn gebruikt voor het berekenen van de Capaciteitwaarde: C max C min 1 R in ln(100) 1 R in f min 2π (3.3) (3.4) 6
Het 3 db punt ligt op 20 Hz en de ingangsweerstand is te berekenen met behulp van Figuur 3.2 en dat is in dit geval R1G1 R1G2 en dat komt uit op R in = 240 kω. Nu alles bekend is kunnen C max en C min berekend worden. Uit de voorgaande vergelijkingen volgt dat C max = 904 nf en C min = 66.3 nf. Er is uiteindelijk gekozen voor een C1in van 470 nf, omdat deze waarde mooi tussen de maxima en minima in ligt en als één component beschikbaar is. Er wordt gebruik gemaakt van een BS170 MOSFET voor de hoge ingangsweerstand en versterking. 7
Hoofdstuk 4 2 e Trap GES De 2 e trap is een gemeenschappelijke emitterschakeling en versterkt naast de 1 e trap de resterende 10. Er is gekozen voor een GES omdat deze een grote versterking kan bereiken. Eigenlijk is de 30 versterking alleen met deze trap al te bereiken. Maar omdat deze trap net zoals de eerste enkele nadelen heeft is er gekozen om de versterking in twee trappen te realiseren. De nadelen van een GES zijn: Fasedraaiing van 180 Een gemiddelde ingangsweerstand De uitgangsweerstand is gemiddeld (afhankelijk van de collectorweerstand) De eerste trap heeft een versterking van 3 dus dan zou deze trap 10 moeten versterken om aan de totale 30 versterking te komen. De versterking voor deze trap is echter gezet op 11 waardoor het totaal op 33 uitkomt. We hebben dit gedaan omdat de overige twee trappen een kleine verzwakking hebben en we uiteindelijk op een versterking van 30 uitkomen volgens de simulatie. Net als de eerste trap heeft deze trap een fasedraaiing van 180 waardoor de totale fasedraaiing op 360 komt en het signaal weer in de originele fase staat. 8
Voor de tweede trap wordt er gebruik gemaakt van de volgende schakeling: U cc in R2B1 C2in B C R2C uit R2B2 E R2E Figuur 4.1: Schema GES 2e Trap Deze schakeling is ingesteld met de volgende beginwaarden: U CC = 10 V Ic = 1 ma UBE = 0.65 V UB = 1.15 V Aan de hand van deze beginwaarden zijn de weerstandswaarden van R2B1, R2B2 en R2E berekend. Voor de complete berekeningen zie het journaal pagina 9 Instelschakeling. R2B1 = 885 kω R2B2 = 115 kω R2E = 500 Ω 9
Na het bepalen van de weerstanden kan de laatste weerstand R2C berekend worden met behulp van het KSVS: + R2B1 B C R2C + U in α s s U BE U uit - R2B2 E - R2E + B α s E C + U in R2B1 R2B2 R2E s U BE R2C U uit - - Figuur 4.2: Kleinsignaalvervangschema GES 2e Trap Met de overdracht die is berekend met behulp van Figuur 4.2 kan door wat omschrijfwerk R2C berekend worden. H = U uit U in = R2C s (4.1) R2C = U uit U in s (4.2) Met de eerder gevonden waarden komt R2C uit op 7510 Ω. Voor de complete berekeningen zie het journaal pagina 10 Kleinsignaalvervangschema. Dan is er nog één onbekende in het schema: de koppelcondensator C2in. Er geldt hiervoor een maximale waarde en minimale waarde om het 3 db punt op de juiste plaats te hebben en een korte oplaadtijd. De volgende vergelijkingen zijn gebruikt voor het berekenen van de Capaciteitwaarde: C max C min 1 R in ln(100) 1 R in f min 2π (4.3) (4.4) 10
Het 3 db punt ligt op 20 Hz en de ingangsweerstand is te berekenen met behulp van Figuur 4.2 en dat is in dit geval α s, s = IC U be en dat komt uit op R in = 325 kω. Nu alles bekend is kunnen C max en C min berekend worden. Uit de voorgaande vergelijkingen volgt dat C max = 668 nf en C min = 49 nf. Er is uiteindelijk gekozen voor een C2in van 470 nf, omdat deze waarde als één component beschikbaar is. Er wordt gebruik gemaakt van een BC550 BJT voor de versterking. 11
Hoofdstuk 5 3 e Trap GDS Er is aan de schakeling een 3 e tussentrap toegevoegd omdat de 2 e trap een gemiddelde uitgangsweerstand heeft en er voor de klasse AB eindtrap juist een lage uitgangsweerstand nodig is. Zonder deze trap zouden de versterkertrappen te zwaar belast worden waardoor de versterking kleiner wordt. De tussentrap is een GDS omdat deze een hoge ingangsweerstand heeft en daarmee de andere trappen niet belast. Daarnaast heeft deze een overdracht van ongeveer 1 en een lage uitgangsweerstand welke benodigd is voor de eindtrap. De GDS heeft wel enkele nadelen: 1. Een GDS versterkt niet 2. De overdracht is kleiner dan 1 Het eerste nadeel is niet van belang omdat de versterking al door de voorgaande trappen wordt gedaan. Met het tweede nadeel is rekening gehouden aangezien de versterking van de 1 e en 2 e trap 33 is om het verlies in de andere twee trappen te compenseren. 12
Voor de derde trap wordt er gebruik gemaakt van de volgende schakeling: U cc in R3G1 C3in G D R3G2 S R3S uit Figuur 5.1: Schema GDS 3 e Trap Deze schakeling is ingesteld met de volgende beginwaarden: U CC = 10 V I D = 30 ma U t = 2.1 V U gs = 2.7 V U g = 8 V Aan de hand van deze beginwaarden zijn de weerstandswaarden van R3G1, R3G2 en R3S berekend. Voor de complete berekeningen zie het journaal pagina 16 Instelschakeling. R3G1 = 200 kω R3G2 = 800 kω (5.1) R3S = 180 Ω 13
Het KSVS dat wordt gebruikt bij de 3 e trap is: R1G1 + G D U in s U gs - R1G2 S + R1S U uit - + G D s U gs S + U in R3G1 R3G2 R3S U uit - - Figuur 5.2: Kleinsignaal vervangschema GDS 3 e Trap Dan is er nog één onbekende in het schema: de koppelcondensator C3in. Er geldt hiervoor een maximale waarde en minimale waarde om het 3 db punt op de juiste plaats te hebben en een korte oplaadtijd. De volgende vergelijkingen zijn gebruikt voor het berekenen van de Capaciteitwaarde: C max C min 1 R in ln(100) 1 R in f min 2π (5.2) (5.3) Het 3 db punt ligt op 20 Hz en de ingangsweerstand is te berekenen met behulp van Figuur 5.2 en dat is in dit geval R3G1 R3G2 en dat komt uit op R in = 160 kω. Nu alles bekend is kunnen C max en C min berekend worden. Uit de voorgaande vergelijkingen volgt dat C max = 1.35 µf en C min = 99 nf. Er is uiteindelijk gekozen voor een C3in van 680 nf, omdat deze waarde mooi tussen de maxima en minima in ligt en als één component beschikbaar is. 14
Voor de uitgangsweerstand van deze trap geldt: R uit = 1 s (5.4) s = 2I D U gs U t (5.5) Na het invullen van alle waarden komt R uit op 20 Ω en dat is laag genoeg voor de eindtrap. Er wordt gebruik gemaakt van een BS170 MOSFET voor de hoge ingangsweerstand. 15
Hoofdstuk 6 Klasse AB eindtrap Er is gekozen voor een klasse AB eindtrap omdat deze trap met de juiste componenten een overdracht heeft van 1 en veel vermogen kan leveren. U cc R4B1 C4in1 in C4in2 C4uit out R4B2 Figuur 6.1: Schema Klasse AB uitgang eindtrap De trap bestaat uit twee transistoren; een NPN en een PNP die beide een deel van het uitgangssignaal van vermogen voorzien, dit is eigenlijk een klasse B trap zonder cross-over punt. De klasse B trap heeft enkele voordelen en nadelen: Voordelen: De transistoren zijn de helft van het signaal uitgeschakeld waardoor deze geen vermogen dissiperen Geen ruststroom en dus energiezuiniger 16
Nadelen: Een deel van het uitgangssignaal zijn beide transistoren uitgeschakeld en wordt er geen vermogen geleverd of er is sprake van grote vervorming. Het zogenaamde cross-over punt. Het nadeel van de klasse B wordt opgelost door twee diodes tussen de ingangen te plaatsen zoals te zien is in Figuur 6.1. Door deze diodes zijn beide transistoren in het cross-over punt ingeschakeld en is dus het uitgangssignaal weer compleet zonder vervorming. Dit brengt echter wel één nadeel met zich mee: er is nu wel sprake van een kleine ruststroom, maar nog steeds redelijk energiezuinig. De weerstandwaarden R4B1 en R4B2 zijn met behulp van LTSpice bepaald. Na enig gepuzzel zijn we op een weerstandswaarde van 1 kω gekomen, uit de simulatie blijkt dat 1 kω ongeveer de beste keuze is om een zo dicht mogelijke overdracht van 1 bij lage frequenties te hebben, zonder dat er veel vermogen door de weerstanden wordt gedissipeerd. Deze trap heeft ingangscondensatoren en een uitgangscondensator. De ingangscondensatoren hebben we berekend op dezelfde manier die al eerder is gebruikt: C max C min 1 R in ln(100) 1 R in f min 2π (6.1) (6.2) Het 3 db punt ligt op 20 Hz en de ingangsweerstand is R4B1 R4B2 en dat komt uit op R in = 500 Ω. Nu alles bekend is kunnen C min en C max berekend worden. Uit de voorgaande vergelijkingen volgt dat C max = 434 µf en C min = 31.8 µf. Er is uiteindelijk gekozen voor een C4in van 470 µf, omdat uit de simulatie bleek dat er met een lage condensatorwaarde meer verzwakking ontstaat in de eindtrap, er is hierdoor wel een iets langere opstarttijd maar het verschil is niet merkbaar. Voor de uitgangscondensator is gekozen voor een grote waarde, namelijk 2 mf omdat deze condensator in serie staat met een kleine impedantie van de luidspreker. De transistoren die gebruikt worden zijn de BD139 en BD140. Dit zijn middle power transistoren. 17
Hoofdstuk 7 Totale versterker In Figuur 7.2 is het eindproduct te zien. Zoals vrijwel meteen opvalt komen niet alle weerstandwaarden overeen met de berekende waarden, dit heeft twee redenen: 1. Door belasting van de ene trap op de andere zijn enkele weerstanden aangepast om toch de verwachte versterking te leveren. 2. De schakeling is geoptimaliseerd om op een voedingsspanningbereik van 9 V tot 30 V te werken. Uit de simulatie blijkt dat de versterker prima een ingangssignaal van max 100 mv, 30 kan versterken op een voedingsspanningbereik van 9 V tot 30 V. Figuur 7.1: Simulatie voedingsspanningsbereik bij U in = 100 mv en f = 1 khz met U CC =9 V, 10 V, 20 V en 30 V Bij een hogere voedingsspanning neemt de versterking ook toe tot maximaal 36. De versterking wordt niet erg beïnvloed door de voedingsspanning. Een hogere voedingsspanning heeft echter niet tot gevolg dat er ook hogere ingangssignalen in kunnen. De maximale ingangsamplitude blijft 100 mv. 18
Figuur 7.2: Schema versterker 19
Hoofdstuk 8 Meetresultaten We hebben zelf onze versterker op verschillende frequenties (20 Hz, 1 khz, 10 khz en 20 khz) met een ingangsamplitude van 100 mv gemeten op 10 V voedingsspanning. (a) 20 Hz (b) 1 khz (c) 10 khz (d) 20 khz Figuur 8.1: Meetresultaten totale versterker Uit deze metingen blijkt een versterking van ongeveer 30 op alle frequenties, bij de lage frequenties iets onder de 30 en bij de hoge iets erboven. Ook blijkt er uit deze metingen een minimale faseverschuiving voor alle frequenties uit de specificatie. Voor uitgebreidere metingen, zie journaal. 20
Naast onze eigen metingen zijn er ook metingen door de practicumdocenten uitgevoerd. Figuur 8.2: AC analyse De versterking uit deze meting komt goed overeen met onze eigen metingen. Op de lage frequenties iets lager dan 30 en op hogere frequenties meer dan 30. De fasedraaiing spreekt juist onze eigen metingen en simulaties tegen. Er is hier namelijk sprake van een fasedraaiing van 180 tot een frequentie van 1500 Hz en daarna 180. Dit kan meerdere oorzaken hebben: De metingen van de practicumdocenten is te snel uitgevoerd en daardoor niet juist Een slechte verbinding tussen de versterker en de meetapparatuur Defecte componenten. Enkele dagen voor de metingen van de docenten hebben wij zelf metingen uitgevoerd op de versterker en daar tussen zijn enkele componenten vervangen doordat deze defect waren door overbelasting 21
Naast de versterkingmeting en fasedraaiing is ook het uitgangssignaal met bijbehorende vervorming gemeten. Figuur 8.3: FFT analyse bij f = 1 khz Uit deze meting blijkt dat er redelijke vervorming is bij een ingangssignaal van 1 khz en een onbekende amplitude. Als deze amplitude hoger is dan 100 mv is het logisch dat er enorme vervorming is aangezien onze versterker gebouwd is op een maximale amplitude van 100 mv. Bij een hogere amplitude gaat hij op bepaalde punten clippen en dus vervormen. Als het ingangssignaal lager is dan 100 mv en we uitgaan van een amplitude van 2.7 V op 1 khz en 30.2 db versterking (volgens deze meting) dan is de versterking 32 waardoor het ingangssignaal op 84 mv komt. Figuur 8.4: FFT simulatie metu in = 84 mv en f = 1 khz Uit de simulatie blijkt dat er bij deze waarden geen vervorming is die niet voldoet aan de eisen: namelijk een THD van minimaal 40 db. Kijkend naar de meetresultaten uit Figuur 8.3 heeft de versterker veel vervorming. De 2 e, 3 e en 4 e harmonische voldoen niet aan de minimale THD van 22
40 db en dus wordt deze eis niet gehaald. dezelfde oorzaken als eerder genoemd: We denken dat dit komt door De meting van de practicumdocenten is te snel uitgevoerd en daardoor niet juist Een slechte verbinding tussen de versterker en de meetapparatuur Defecte componenten. Enkele dagen voor de metingen van de docenten hebben wij zelf metingen uitgevoerd op de versterker en daar tussen zijn enkele componenten vervangen doordat deze defect waren door overbelasting 23
Hoofdstuk 9 Conclusie Dit project was zeer leerzaam en ook leuk. Vooral door met niks te beginnen en uiteindelijk een werkende versterker te hebben waar ook nog eens redelijk goed geluid uit komt. Het begin viel ons nogal tegen omdat we begonnen met ideen die we meteen in LTSpice gingen simuleren zonder eerst berekeningen te hebben gedaan. Nadat we de juiste berekeningen hadden bleek ons idee redelijk goed te werken en zijn er met LTSpice verbeteringen aangebracht voor een optimale werking. Wij hebben genoeg tijd gehad om onze versterker te bouwen en te meten. Helaas hebben wij geen koelblokken gebruikt en zijn de transistoren uit de eindtrap kapot gegaan door overbelasting. Na de reparatie leek alles weer goed en klonk de versterker ook weer goed, maar de metingen met LabVIEW spreken onze eerdere metingen tegen. Dus voor de volgende keer dienen we de transistoren die veel vermogen moeten leveren te koelen met een koelblok. 24