Ultranauwkeurige DCF77-ontvanger met DSP Beter dan kant-en-klare ontvangers

Transcriptie

1 Ultranauwkeurige DCF-ontvanger met DSP Beter dan kant-en-klare ontvangers In dit project gebruiken we DSP-algoritmes in een low-cost dspic microcontroller om de hoogst mogelijke nauwkeurigheid uit het signaal van de Duitse DCF tijdcodezender te halen. De microcontroller filtert en demoduleert zowel het AM- als het fase-gemoduleerde signaal, waarbij meteen een zeer stabiele 0-Hz-referentieklok wordt afgeleid uit de draaggolf. Steve Marchant (Engeland) Commercieel verkrijgbare ontvangers/demodulatoren, bijvoorbeeld van Galleon Systems of van Conrad, functioneren goed en leveren ook betrouwbare tijdcodepulsen, maar de exacte timing van die pulsen ten opzichte van een stabiele -Hz-klok is behept met een forse jitter van soms wel tientallen milliseconden. Dat komt doordat de draaggolf wordt gedetecteerd met kristalfilters. De zeer smalle bandbreedte van dergelijke filters is ideaal voor deze toepassing, maar zorgt helaas wel voor timing-problemen bij de demodulatie. Evenmin zijn deze laaggeprijsde ontvangers voorzien van een carrier-locked referentiefrequentie-uitgang; de pseudo-random fasemodulatie van DCF wordt ook niet gedecodeerd, terwijl je daarmee de nauwkeurigheid flink zou kunnen verbeteren; bovendien werkt het daarmee ook veel stabieler als het signaal zwak is. Met goede secondemarkers zonder jitter en een carrier-locked referentiefrequentie kun je een klok maken met een afwijking van minder dan een milliseconde. Hardware Ons systeem bestaat uit een ontvangerprint en een actieve-antenneprint die, gezien vanuit de ontvanger, aan het uiteinde van een stuk coaxkabel geplaatst moet worden. Wanneer we namelijk de antenne op de juiste plaats en uit de buurt van storingsbronnen Lezersschakelingen bevatten bijdragen van Elektor-lezers voor experimentele doeleinden en voor verdere ontwikkeling door anderen. De schakelingen in dit artikel zijn niet getest in het Elektor-lab op werking of reproduceerbaarheid. 0-0 elektor

2 plaatsen, dan gaat de signaalkwaliteit er enorm op vooruit. De antenne is een ferrietspoel met afstemcondensator vooringesteld op, khz, kant-en-klaar verkrijgbaar. De opamp-trap van figuur versterkt het antennesignaal voldoende om het over een flink eind coax te kunnen sturen naar de ontvangerprint. Voeding krijgt de antenneversterker via diezelfde coaxkabel. Het schema van de ontvanger/processor ziet u in figuur. De eerste opamp zorgt voor wat extra AC-versterking. De volgende drie J TO ANTENNA CD 00n C u 0k 0k R R UA U = MCP0 R k UB R 00k V R R GND C u L 0mH CT 0u J TO RECEIVER VIA COAX CABLE 0 - Figuur. DCF-antenneversterker. De,-V-voedingsspanning komt binnen via de coaxkabel. AV L R 0k R 0k C C C J 0mH CD R0 UA R 9k R 0k 0p UB R k R k 0p 0 9 UC R k R k n UD R9 k UA naar actieve antenne 0k R k C C C C AV C n 0p 0p 0p n J J ISP C 00n Verbind J P J P als niet geprogrammeerd wordt MCLR ISP_D ISP_C 00R 0k R R R9 0R LP90 U AIM-.0 EN CD u U = MCP0 U = MCP0 CD U U AV 0u V VDD AV = mica % = metal film % PWM R 00k MCLR RB/RP RB/RP U RB/RP TEST RB9/RP9 RSSF PGED/RB0/RP0 RB/RP DCF- PGEC/RB/RP RB/RP PWM RB/RP UTX dspicfj GP0xSP R0 LED+ RB/RP RB/RP/AN 0R RB0/RP0 RB/RP AN/RA C RB/RP RB/RP/AN 9 OSC/RA n 0 OSC/RA RB/RP DCF+ RA 0Hz 0 VCAP AN0/RA0 CT VSS VSS 9 AVDD AVSS AN0 k R R k C0 00n LED LED\BIDI C9 0n UB BSRA Q R k ISO HF R 0R CD L mh J 9 U x 0 0 GND OUT R 00k C u M R VC U VO CFPT GND 9.MHz CT 0u U LMMP-. CD CD V CD CT 0u R 00R LP90 U AIM-. EN CD u AV CD9 CD0 CD CT 0u 0 - Figuur. Het schema van de DCF-signaalprocessor is een mengeling van analoge elektronica en een microcontroller. elektor 0-0

3 I/O-connectoren J: Antenne-header (-pens) J. GND J. HF-signaal J. GND J: Header voor voeding en uitgangssignalen (-pens) J. V in, circa 00 ma J. TEST-uitgang klapt om als de hoofdlus zijn toegewezen tijd overschrijdt. J. VCXO PWM-signaal voor de master-oscillator J. niet gebruikt J. 900 baud seriële uitgang (TTL, niet RS) J. 0 Hz referentie-uitgang J. DCF-pulsuitgang, met schone en nauwkeurige neergaande beginflank J. GND Alle uitgangen zijn open-collector als er een LS0-buffer voor U gebruikt wordt. Vervang U door een HCT0 voor push-pull-uitgangen. J: Header voor PIC in-system programmering (-pens) J. MCLR J. v J. GND J. ISP Data / GPS-referentiepuls-ingang J. ISP-klok Figuur. Componentenopstelling van de ontvanger/ processorprint (hier 0% van ware grootte). De printlayout-bestanden zijn beschikbaar via []. opamps vormen een de orde lowpass anti-aliasingfilter met een db vlakke doorlaatband op khz en een demping van -0 db vanaf, khz. Het signaal wordt vervolgens bemonsterd met een sample-frequentie van 0 khz (f s = f c ) voordat het een DSP-bandsperfilter op, khz in gaat, dus de eerste aliasing-frequentie waar we rekening mee moeten houden zit op, khz. Het filter is ontworpen met FilterLab, gratis software van Microchip. Alle componenten moeten een tolerantie van % hebben, zoals aangegeven. Een vijfde opamp zorgt voor extra programmeerbare ACspanningsversterking. Alle opamps hebben een versterking van voor gelijkspanning, dus de halve voedingsspanning aan de ingang van UA wordt gewoon doorgegeven tot en met de uitgang van UA. Dat signaal gaat naar de A/D-converter in de dspic, waar het wordt bemonsterd met 0 Ksamples/s. De versterking van UA wordt software-matig ingesteld, zodanig dat de ADC steeds ongeveer V tt ziet. Het gedemoduleerde DCF-tijdcodesignaal (zie hieronder) is gebufferd en geïnverteerd beschikbaar via een open-collector-uitgang. De programmeerbare versterking is gerealiseerd met een HF foto-fet optocoupler, in wezen een stroomgestuurde, galvanisch gescheiden variabele weerstand die de versterking van opamp UA bepaalt. Hoe meer stroom door de LED, hoe lager de weerstand van de FET en hoe hoger de versterkingsfactor. De LED van de HF sturen we aan met een spanning-naar-stroom-omzetter bestaande uit een PNP-transistor en een opamp, die op zijn beurt weer wordt aangestuurd met een gefilterd PWM-signaal vanuit de PIC, zodat we de versterking van het HF-signaal software-matig kunnen sturen. Tenslotte moeten we nog een basisklok hebben voor de PIC, zodat we kunnen locken met de frequentie van de draaggolf. Dit is geïmplementeerd met een spanningsgestuurde kristaloscillator, die we ook weer vanuit de software kunnen afregelen via een PWM-uitgang van de PIC, waar middels een RC-filter een stuurspanning van wordt gemaakt. Software De dspic heeft een 0 MIP s -bits DSP-achtige kern en verder RAM, flash en een hele reeks randapparatuur aan boord. Wij maken vooral gebruik van de 00 Ksamples/s -bits A/D-converter voor de bemonstering van het radiosignaal met 0 khz. De fraai ontworpen ADC heeft een ingebouwde buffer van twee pagina s van elk maximaal samples; is een pagina vol, dan schakelt hij automatisch over naar de volgende pagina en zet hij een vlag ten teken aan de software dat er een nieuwe pagina met samples klaar staat. De software moet vier samples tegelijk verwerken binnen μs - de periodetijd van de draaggolf binnen één iteratie van een oneindige lus. Aan 0 MIP s hebben we dan niet genoeg. Om nu toch de benodigde rekenkracht te behalen wordt de PIC overgeklokt. Zodra we vier samples binnen hebben (één periodetijd), moeten we die allereerst kruiscorreleren (vermenigvuldigen) met een sinus en een cosinus van de frequentie die we willen overhouden, f c. Een triviale operatie in het digitale domein, die bestaat uit {0,,0,-} respectievelijk {,0,-,0}. De vier sinusresultaten worden bij elkaar opgeteld, evenals de vier cosinusresultaten. Die uitkomsten gaan in twee ringbuffers van elk 0 posities en tegelijk wordt een lopend totaal van elke buffer bijgewerkt. Uit die totalen bepalen we de amplitude, volgens Pythagoras: (sin + cos ) Het amplitudesignaal wordt gefilterd en gebufferd over een periode van twee seconden waarover we de maximale en de minimale waarde bepalen; daaruit berekenen we een onder- en een bovendrempel waarmee we het amplitudesignaal demoduleren naar een binair signaal. Dat binaire signaal is natuurlijk het onbewerkte tijdcodesignaal. Dat zou kunnen dienen als ingangssignaal voor een geschikte klok - maar we gaan er iets veel beters mee doen, waarover straks meer. 0-0 elektor

4 Debugging De ontvanger is ontwikkeld in West Yorkshire in de UK, zo n 0 km van de zender vandaan. Daardoor was de ontvangst vrij zwak en was aanzienlijke HF-versterking nodig. Het is zeer wel mogelijk dat een geringere versterking voor uw locatie beter is. Daartoe verlaagt u R of verhoogt u R0. De oriëntatie en de plaatsing van de antenne komt ook vrij nauw in gebieden waar het signaal zwak is. De ferrietstaaf moet met de lange zijde naar Mainflingen wijzen (0N, 9O) en buiten bereik zijn van stoorbronnen zoals computermonitoren, schakelende voedingen, enz. Goedkope halogeentrafo s kunnen ook problemen geven en ook een aangesloten ICD-debugger kan ernstig storen. De seriële debug-uitgang doet pas iets als de fasedecoder gelocked is. Vanaf het opstarten gebeurt dat pas nadat de master-klok PLL-gelocked is en de LED van rood naar groen is gegaan. Dat kan minstens 0 s duren en daarvoor is een schoon AM-signaal nodig. Aan de LED kun je duidelijk zien hoeveel ruis het AM-signaal bevat. Als de seriële data eenmaal wordt uitgestuurd, is er volop debugging-informatie. De signaalsterkte moet meer dan ca 0 zijn; de gain-control PWM-waarde mag niet vastlopen tegen 0 of 0; de master-klok moet ook redelijk stabiel zijn, mag niet wild fluctueren en ook niet vastlopen tegen een grenswaarde. Er zijn nog wel een aantal zaken om rekening mee te houden. Allereerst de automatische versterking. De software kijkt of de ruwe ADC-waardes in de buurt van het ingangsbereik van de ADC komen. Dit controlelusje streeft naar een handjevol signaalmonsters in de buurt van de uiteinden van dat bereik. Zijn het er weinig of geen, dan wordt de versterking opgeschroefd. Zijn het er te veel, dan wordt de versterking teruggedraaid. De hardware die de HF-versterking bepaalt, wordt aangestuurd met een PWM-signaal vanuit de PIC. De versterking bijregelen is dan een kwestie van een andere waarde in het PWM-register. Vervolgens de afregeling van de master-oscillator. Die levert een phase-locked referentiesignaal, wat de decodering van het fasegemoduleerde signaal een stuk eenvoudiger maakt. Met de kruiscorrelatie van de sinus en de cosinus kunnen we de fase van het signaal ten opzichte van de sample-frequentie bepalen. Heb je een maat voor die fase, dan kun je daarmee een phase-locked loop (PLL) maken. Ofwel de sin- of de cos-data, gedeeld door de amplitude, is een maat voor de fase. Dit gebruiken we rechtstreeks én via een software-filter dat weer een andere PWM-uitgang van de PIC aanstuurt. Via een RC-filtertje voeren we dat naar de spanningssturing van de kristaloscillator. De regellus is daarmee gesloten. Is de PLL in werking, dan tikt de master-klok vergrendeld op een veelvoud van de draaggolffrequentie; daaruit kunnen we een 0-Hzreferentie halen. De software detecteert of de lus al dan niet gelocked is. Indien niet, dan wordt het 0-Hz-signaal onderdrukt totdat de lock weer hersteld is. Hiermee zijn we toegekomen aan de decodering van de pseudo-random fasemodulatie van het DCF-signaal. We hebben te maken met een sequentie van bits van elk 0 draaggolfperiodes, waarmee de fase van de draaggolf wordt gemoduleerd binnen ± graden. De modulatie begint 00 ms na de opgaande flank van de AM-tijdcode, d.w.z. de tweede marker, en duurt ongeveer 9 ms. Er zijn evenveel nullen als enen in de sequentie, dus de overall fase van de draaggolf verandert niet. De software heeft al een maat voor de fase van de draaggolf (gestabiliseerd door de PLL) en nu wordt duidelijk waarom de ringbuffer 0 posities moet hebben. In de code implementeren we nóg een kruiscorrelator die een referentiebitsequentie opgeslagen in het programmageheugen,elke 0 periodes vermenigvuldigt met de gemeten fase van de draaggolf en sommeert over bits. Dat levert een maat voor de correlatie tussen de referentiebits en de ontvangen bits, die sterk bepaald wordt door hoe die twee ten opzichte van elkaar verschoven zijn. Als we nu die twee perfect synchroon met elkaar weten te krijgen, dan hebben we de exacte timing van de secondemarkers. Bij DCF wordt een gegeven bit in de tijdcode gecodeerd op ofwel de werkelijke waarde, ofwel de complementaire waarde. Afhankelijk van welk bit er gecodeerd wordt, krijgen we dus een positieve of een negatieve correlatie. Dus hoe krijgen we dan een perfecte uitlijning? In een ideale wereld zou t makkelijk zijn. Als we onbeperkt geheugen en rekenkracht zouden hebben, dan zouden we alle.00 samples die we in seconde binnenkrijgen opslaan. Vervolgens kunnen we op ons gemak de piekcorrelatie opzoeken door stelselmatig te vergelijken met onze referentie, vanaf verschillende startpunten in de data. In werkelijkheid kunnen we maar één kruiscorrelatie per seconde uitvoeren. Dus gokken we gewoon een startpunt en lopen dan mee. Pas aan het eind weten we of het startpunt te vroeg of te laat was gekozen en dan kunnen we bijstellen voor de volgende seconde. We hebben dat opgelost met nog maar eens een kruiscorrelator. Deze loopt een halve bittijd uit fase met de eerste en werkt op een differentiële bitsequentie die is afgeleid van de hoofdfrequentie. Daaruit volgt een signaal dat, mits gecorrigeerd voor de polariteit van de gecodeerde data, nul is als de zaak perfect is uitgelijnd, negatief is als het startpunt te vroeg was en positief als het te laat was. Hiermee corrigeren we steeds het volgende startpunt en zo kruipen we naar het juiste startpunt toe. Als we dat eenmaal hebben, dan hebben we secondemarkers met zeer nauwkeurige beginflanken. Een probleem is nog welk initiële startpunt we moeten kiezen. De correlator hierboven werkt alleen maar als we starten binnen ± bittijd oftewel 0 periodetijden, dus binnen, ms van het optimale punt. Voor het initiële startpunt moeten we vertrouwen op het AMsignaal. De software speurt naar een schone neergaande flank en gebruikt die als referentiepunt. Bij normale signaalcondities werkt dat goed, maar als de fasedecoder niet lockt, moeten we terug en opnieuw proberen. Is de fasedecoder echter eenmaal gelocked, dan is hij erg stabiel en overleeft hij met gemak ook periodes waarin het signaal zo zwak is dat de AM-decoder alleen maar onzin produceert. De software voor dit project, broncode en hexfiles, zijn gratis verkrijgbaar via []. Seriële uitgangsdata De software stuurt het fasegecodeerde tijdcode-databit, met de nodige informatie voor debugging, uit via een seriële uitgang op 900 baud. Op elke hele seconde gaat er een pakket uit, met het eerste startbit nauwkeurig uitgelijnd op de secondemarker. De seriële uitgang is alleen actief als de fasedecoder draait. Een pakketje heeft één van deze twee formaten: elektor 0-0 9

5 Figuur. De actieve antenne is opgebouwd op experimenteerbord.!ldsseeeeddddpppaaayy of :LDsseeeeddddpppaaayyooccrrrrrzzzzz Dit heeft de volgende betekenis:! = de fasedecoder gaat over van locked naar unlocked. : = de fasedecoder is stabiel. L = de locked status van de PLL van de masterklok PLL, 0 of. D = fasedecoder-uitgang, dus tijdcodebit van de vorige seconde. ss = signaalsterkte. <0 is zwak, >00 is zeer goed, maximaal is 0. eeee = werkelijke pseudo-random fasecorrelator-uitgang.* dddd = differentiële pseudo-random fasecorrelator-uitgang.* ppp = gefilterde PWM-waarde voor VCXO, PLL stuurspanning, aaa = gain-control PWM-waarde, RF stuurspanning, yy = amplitude van het signaal aan het eind van de fasemodulatie, oo = toestand fasecorrelator: slecht, 0 matig, 0 maximaal.* cc = laatste bijstelling van het startpunt van de fasecorrelatie.* rrrrr = absolute fase van de GPS-referentie-ingang, indien aanwezig, zzzzz = absolute fase van de seconde-marker, Alle getallen zijn in hexadecimale notatie. * betekent dat de waarde negatief kan zijn. Is het MSb, neem dan het complement, tel er één bij op en interpreteer dat als negatief getal (twee-complement). De DCF-uitgang van de print is gewoon de AM-ontvangerpuls, maar met de beginflank die bewerkt is door de fasedecoder, dus jittervrij. De puls na de schone beginflank duurt 0 ms, daarna neemt de AM-puls het over totdat er 00 ms verstreken zijn. Bij een zwak signaal kan het gedeelte van 0 tot 00 ms ruis bevatten. Bij de ontbrekende 9 ste seconde-marker waarmee DCF de minuut aangeeft, wordt de 0-ms-puls nog steeds geleverd. Is de pseudo-random fasedecoder niet gelocked, dan worden er geen pulsen uitgestuurd. De fasegecodeerde data voor seconde 9 tot 9 worden uitgestuurd als louter enen (voor de overeenkomstige AM-databits is dat niet zo), zodat deze als framing-sequentie kunnen worden gebruiken. De LED (mits niet verkeerd om gemonteerd) geeft de ruwe AM-pulsen groen als de master-pll gelocked is, of rood als dat niet zo is en bij het opstarten. Bouw De print voor de ontvanger/processor is dubbelzijdig en bevat zowel SMD s als componenten met pootjes. De layout is gegeven in figuur. Het printontwerp van de auteur (boven- en onderkant) is gratis te downloaden via []. De antenneversterker is experimenteel opgebouwd zoals in figuur. Hiervoor is geen printontwerp gemaakt. Als u hiervoor iets maakt waar anderen mee geholpen zouden zijn, dan horen we dat graag van u. Signaalkwaliteit Het DCF-radiosignaal uit Mainflingen kan op twee manieren naar uw ontvanger. De grondgolf, rechtstreeks vanaf de zendmast, levert bruikbare signaalniveaus tot op zo n 000 km vanaf Mainflingen. Dan hebben we ook nog het signaal dat door propagatie via de ionosfeer terug naar de aarde wordt gekaatst. Dat signaal hangt af van de toestand van de ionosfeer, die enorm kan variëren, afhankelijk van het tijdstip van de dag, maar ook van de tijd van het jaar. Gewoonlijk is het signaal s nachts en in de winter sterker. Echter, doordat dit signaal een veel langere afstand naar de ontvanger heeft afgelegd, varieert zijn relatieve fase ten opzichte van de grondgolf. Dat geeft allerlei drop-outs en faseverschuivingen. Dus hoe verder u van Mainflingen vandaan bent, hoe moeilijker het is om s nachts een fatsoenlijk tijdsignaal te ontvangen. Overdag, bijvoorbeeld van 0.00 tot.00 uur in de winter, is het goed reproduceerbaar binnen ±0 μs. Dat cijfer blijft overeind als we dat monitoren over meerdere maanden, zie hieronder. Nauwkeurigheid Om de nauwkeurigheid van de ontvanger te meten hebben we een GPS-signaal met een opgaande puls van, V toegevoerd aan J.. De fase van die puls en die van de gedecodeerde secondemarker stuurden we uit via de seriële uitgang. In het geval van de auteur bedroeg de absolute GPS-fase op een goede dag typisch en de gedecodeerde seconde-marker, zie ook het scoopbeeld Verdere software-ontwikkeling Wie zin heeft om in de broncode te duiken of een correctie voor de zendvertraging in te stellen, is hierbij van harte uitgenodigd om de software te downloaden. We verzoeken iedereen om bugfixes en verbeteringen met anderen te delen. Voor het ontwikkelen hebt u nodig: Microchip s MPLab IDEontwikkel-software en C0-compiler, gratis te downloaden via de C0-webpagina. Voor het herprogrammeren van de dspic is een geschikte incircuit programmer nodig. De auteur heeft een ICD gebruikt, de meest voordelige die MPLab ondersteunt is de PICKit. Een kabeltje voor de -pens Molex-connector voor programmeerpoort J zult u zelf moeten maken. Als u een programmer/debugger aansluit, zal de signaalkwaliteit achteruit gaan! Maar een gewaarschuwd mens elektor

6 in figuur. De eenheid is draaggolfperiodes. We zien dus een offset van periodes, wat heel mooi overeenkomt met de vertraging die het signaal over km afstand van Mainflingen oploopt:, ms of, periodes. De resultaten van langdurige monitoring met GPS als referentie zijn beschikbaar via bron. Voor optimale nauwkeurigheid is ijking noodzakelijk, ofwel van de klok of van de ontvanger, om de tijdvertraging van de grondgolf te compenseren. Via daftlogic.com (zie hieronder) kunt u nagaan hoe ver u hemelsbreed van Mainflingen af zit. De vertraging volgt dan uit de lichtsnelheid in 00 km/s of, μs/km of 0, draaggolfperiodes/km. Het resultaat in draaggolfperiodes, afgerond op een geheel getal, mits kleiner dan, kunt u invoeren in de broncode, zie propagation delay adjustment in de code. Een getal groter dan is niet bruikbaar, want daarmee stopt het genereren van secondemarkers geheel of gedeeltelijk. Maar eenmaal gecompileerd geeft de nieuwe firmware secondemarkers exact afgeregeld op uw locatie. Nauwkeurigheden tot op ±0 μs gedurende de dag zijn daarmee haalbaar, zie figuur. De download bevat deze correctie overigens niet. (0) -adres auteur: steve@marvellconsultants.com -Figuur. Met de scoop zie je het verschil! Bovenste curve (blauw) = Galleon MSF Rxvr; middelste (geel) = GPS-referentie; onderste (roze) = DCF-Rx. Meting gedurende 00 s van.0 uur tot.0 uur op mei 0. Op HX in de UK is de DCF-vertragingstijd, ms; MSF-vertragingstijd is 0, ms.. DCF-specificaties: e.htm dcf.html. Google Maps afstandsberekening: Weblink [] Bronnen. Project-site van de auteur: Het software-ontwerp voor het digitale bandsperfilter op basis van kruiscorrelatie is geïnspireerd op THE SCIENTIST & ENGINEER S GUIDE TO DIGITAL SIGNAL PROCESSING door Steven W. Smith, beschikbaar bij analog.com: Het origineel staat op: guide/resources/fca.html. Over ontwikkelen in C0 voor de dspic processor-familie: idcplg?idcservice=ss_get_page&nodeid=. In-system PIC s programmeren: deid=9&param=en&page= wwwdevmplabemulatordebuggers. Microchip s FilterLab-software: Figuur. Ontvangststabiliteit gedurende korte tijd ( uur). De rode punten tonen de gemiddelde nauwkeurigheid over een periode van 00 s, de grijze lijnen geven de standaard afwijking over die periode. Verticale schaal 00 μs/div. Ideaal zou een vlakke lijn in de buurt van het centrum zijn. De gele lijn toont de signaalsterkte. Let op het verschil tussen dag (0.00 tot.00 uur) en nacht. elektor 0-0