I en Q datalink op 2.45 GHz

Transcriptie

1 I en Q datalink op 2.45 GHz Studiegebied Industriële Wetenschappen en Technologie Opleiding Elektronica Optie Ontwerptechnieken Academiejaar Mattias Bilcke

2

3 I en Q datalink op 2.45 GHz Studiegebied Industriële Wetenschappen en Technologie Opleiding Elektronica Optie Ontwerptechnieken Academiejaar Mattias Bilcke

4 Woord vooraf Op het eind van vorig jaar moesten we een onderwerp kiezen waarrond we dit jaar een eindwerk wilden maken. Ik heb toen voor dit onderwerp gekozen omdat het voor mij een goede combinatie van theorie en praktijk leek te zijn. Tevens wist ik op dat moment nog helemaal niets over verschillende modulatietypes en de principes van een datalink. Zoals u zult kunnen volgen in de uiteenzetting die hierna komt, is de realisatie van het eindwerk een leerrijke reis geweest met veel variatie. Natuurlijk had ik dit alles niet kunnen verwezenlijken zonder de hulp van verschillende personen. Vooreerst zou ik mijn promotor, prof. Ir. Christiaan Stevens, willen bedanken. Hij heeft de rode lijn doorheen het eindwerk helpen uitzetten, en heeft vele uren uitgetrokken om mij de principes van modulatie en demodulatie bij te brengen. Vervolgens zou ik ook ing. Dieter Dekeyser wensen te bedanken. Hij begeleidde mijn eindwerk vanuit een meer praktisch oogpunt, en stond altijd paraat om mijn vragen op dat vlak te beantwoorden. Wat betreft de fysische realisatie van de datalink zou ik tevens mijn dank willen betuigen aan Dhr. Xavier Vanhoutte, die me met raad en daad bijstond bij het realiseren van het demonstratiebord. Maar niet minder belangrijk was de hulp die ik kreeg van buiten de school. Daarom wil ik mijn vriendin, familie en schoonfamilie hier duidelijk maken dat ik hen enorm dankbaar ben. Dit omdat zij mijn studies mogelijk maakten, en me onderweg heel erg gesteund hebben. Tevens hebben zij tijdens de zware blokperiodes waarschijnlijk veel geduld met mij moeten hebben. II

5 Inhoudstafel Inleiding...1 Hoofdstuk 1: Quadratuur Amplitude Modulatie, het principe [1] Modulatie Amplitude modulatie (AM) AM in het tijdsdomein Blokschema van AM AM in het frequentiedomein Sinusoïdaal baseband signaal Modulatie-index Vermogen Demodulatie Quadratuur Amplitude modulatie (QAM) Blokschema van QAM Sinusoïdale I en Q Demodulatie Singlesideband modulatie Doel van SSB modulatie Realisatie van SSB modulatie SSB modulatie met twee ingangssignalen...14 Hoofdstuk 2: Modulatie- en demodulatiecomponenten Quadratuur Modulator: AD8349 [2] Blokschema Belangrijke kenmerken Evaluatiebord Quadratuur Demodulator: AD8347 [3] Blokschema Belangrijke kenmerken Evaluatiebord AGC mode Uitgangsfilter...25 III

6 Hoofdstuk 3: Analoge signalen moduleren en demoduleren Single-ended signalen naar differentieel omzetten Modulatie en demodulatie...29 Hoofdstuk 4: Digitale signalen moduleren en demoduleren Samenhang met het project Filters Single Sideband modulatie...36 Hoofdstuk 5: Realisatie van de datalink Print voor de zender Het medium Het demonstratiepaneel...45 Hoofdstuk 6: Mogelijke uitbreidingen Analoog-digitaal conversie van het gereconstrueerde signaal I en Q op 0 Hz plaatsen Zender en ontvanger synchroniseren zonder fysieke verbinding (W)CDMA...47 Besluit...48 IV

7 Gebruikte symbolen, afkortingen en eenheden A A 0 A(t)/(ω) ADC AGC AM B M b(t)/(ω) B(t)/(ω) BZB c CDMA cos DAC db dec div DSB f f D FIR Hz I(t)/(ω) k LDL LO m m(t)/(ω) o(t)/(ω) OZB P q(t)/(ω) Q(t)/(ω) Ampère, eenheid voor elektrische stroom amplitude van de draaggolf één van de twee uitgangen van het project Analoog-Digitaal Convertie Automatic Gain Control Ampitude Modulatie amplitude van de baseband die nog rest na modulatie baseband signaal één van de twee uitgangen van het project bovenzijband lichtsnelheid = ± 1,2 m/s Code Division Multiple Access cosinus Digitaal-Analoog Conversie decibell, eenheid voor versterking decade op een scoopbeeld divisie op een logaritmische schaal Double Sideband modulatie frequentie frequentie van de draaggolf Finite Impulse Response filter Hertz, eenheid voor frequentie I-signaal modulatie-index laagdoorlaat filter Local Oscillator meter gemoduleerde signaal gereconstrueerde signaal onderzijband vermogen gedemoduleerd signaal Q-signaal V

8 QAM Quadratuur Amplitude Modulatie RF Radio Frequentie S/D Single-ended naar Differentieel conversie sin sinus SMD Surface Mount Device SSB Single Sideband modulatie t tijdstip u(t)/(ω) uitgang van de modulator V( ) Volt, eenheid voor elektrische spanning VGC Variable Gain Control WCDMA Wideband Code Division Multiple Access Vpp peak-to-peak spanning δ dirac-puls λ golflengte π constante pi = 3,1416 ω C ω ( ) Ω pulsatie van de modulatoren in het project pulsatie van een signaal Ohm, eenheid voor elektrische weerstand VI

9 Lijst van figuren Fig. 1.1: AM in het tijdsdomein... 3 Fig. 1.2: AM met negatieve baseband waarden... 3 Fig. 1.3: Blokschema van AM... 4 Fig. 1.4: AM in het frequentiedomein... 5 Fig. 1.5: AM met een cosinus als baseband signaal... 6 Fig. 1.6: Blokschema van AM demodulatie... 7 Fig. 1.7: AM demodulatie in het frequentiedomein... 8 Fig. 1.8: Blokschema van QAM... 9 Fig. 1.9: QAM sinusoïdale ingangssignalen Fig. 1.10: Blokschema QAM demodulatie Fig. 1.11: AM met een cosinus als baseband signaal Fig. 1.12: Spectraal zicht op SSB Fig. 1.13: SSB modulatie met twee signalen Fig. 1.14: SSB modulatie op de onderzijband Fig. 1.15: SSB modulatie op de onderzijband Fig. 2.1: Blokschema van de modulator Fig. 2.2: Vereisten voor I en Q ingangssignalen qua spanning Fig. 2.3: I en Q bandbreedte in functie van de uitgangsspanning Fig. 2.4: Schema van het evaluatiebord Fig. 2.5: Het evaluatiebord voor de AD Fig. 2.6: Blokschema van de demodulator Fig. 2.7: Blokschema van de demodulator Fig. 2.8: Schema van het evaluatiebord Fig. 2.9: Configuratie voor AGC mode Fig. 2.10: Filter voor de uitgang van de demodulator Fig. 2.11: Bodekarakteristiek van de ontworpen filter Fig. 2.12: Evaluatiebord voor de demodulator VII

10 Fig. 3.1: S/D omzetting schema Fig. 3.2: S/D omzetting gerealiseerd Fig. 3.3: gemoduleerde sinus in het tijdsdomein Fig. 3.4: Gemoduleerde blokgolf in het tijdsdomein Fig. 3.5: Sinus gemoduleerd met draaggolf Fig. 3.6: Blokgolf gemoduleerd met draaggolf Fig. 3.7: Spectrum van de blokgolf Fig. 3.8: Gemoduleerd spectrum Fig. 3.9: Gereconstrueerd baseband signaal Fig. 4.1: Filter tussen DAC5686 en modulator Fig. 4.2: Bodekarakteristiek van de ontworpen filter Fig. 4.3: Gerealiseerde filter Fig. 4.4: SSB op de bovenzijband Fig. 4.5: SSB op de onderzijband Fig. 4.6: DSB met dezelfde ingangen Fig. 4.7: SSB gedemoduleerd Fig. 4.8: SSB gedemoduleerd en gefilterd Fig. 4.9: Gedemoduleerd spectrum dat ons interesseert Fig. 5.1: De voeding voor de zenderprint Fig. 5.2: Onderkant van de zenderprint Fig. 5.3: Bovenzijde van de zenderprint Fig. 5.4: Bestukte zenderprint Fig. 5.5: De antennes Fig. 5.6: De volledige datalink Fig. 6.1: WCDMA VIII

11 Inleiding De bedoeling van het eindwerk is om een educatief voorbeeld op te stellen. Dit voorbeeld moet enkele modulatietechnieken demonstreren voor het versturen van digitale en analoge signalen over de ether. Eerst wordt Quadratuur Amplitude Modulatie (QAM) toegepast bij zender en ontvanger. Op basis hiervan kan in een latere fase van het eindwerk met Single Sideband (SSB) modulatie gewerkt worden. In de algemene voorbeeldopstelling worden de digitale en analoge signalen apart geprepareerd. Vervolgens worden ze gemoduleerd, verzonden, opgevangen en terug gedemoduleerd. Signalen die origineel digitaal waren, kunnen na de demodulatie terug gedigitaliseerd worden met een ADC. Eerst en vooral wordt het principe van QAM en SSB bestudeerd. Hierna wordt de modulatie getest. Als dit volledig begrepen is, wordt er een zendmodule gemaakt. Hierna wordt ook de demodulator erbij betrokken en wordt er geprobeerd de overbrenging te vervolledigen door het originele signaal te reconstrueren. Het project dat in het laatste jaar gerealiseerd moet worden naast het eindwerk, sluit in dit geval aan bij het eindwerk. Het project ontvangt digitale signalen, en filtert en moduleert ze eventueel. Tenslotte zet ze bits om naar analoge signalen met een DAC. Deze signalen komen dan binnen op het eindwerk om gemoduleerd te worden. De gebruikte antennes werden vervaardigd door Peter Dejaeger als onderdeel van zijn eindwerk. De studie omtrent deze antennes maakt geen deel uit van mijn eindwerk. Het eindwerk werd volledig gerealiseerd in de labo s van de PIH. 1

12 Hoofdstuk 1: Quadratuur Amplitude Modulatie, het principe [1] 1.1 Modulatie Volgens het van Dale woordenboek is modulatie het proces waardoor een boodschap wordt omgezet in een informatiedragend signaal dat geschikt is voor overdracht van een medium naar een ontvanger. In ons geval wordt gelijk welk baseband signaal zodanig bewerkt, dat hij in de ether verstuurd kan worden. Bij de ontvanger moet de oorspronkelijke boodschap terug gereconstrueerd kunnen worden. Het is de bedoeling om het spectrum van het baseband signaal op te schuiven naar hogere frequenties. Hierdoor kunnen hoogfrequente antennes gebruikt worden, die veel kleinere afmetingen hebben. Tevens kunnen verschillende basebandsignalen op verschillende frequenties gemoduleerd worden en dus tegelijk verzonden worden. 1.2 Amplitude modulatie (AM) AM in het tijdsdomein Bij amplitudemodulatie wordt een draaggolf f D vermenigvuldigd met een baseband signaal b(t), wat resulteert in een gemoduleerd signaal m(t). Dit wordt geïllustreerd in de onderstaande figuur. Het spreekt voor zich dat hier aan het criterium van Shannon moet voldaan zijn om tot een goede reconstructie te komen, en f D dus minstens dubbel zo groot moet zijn als de frequentie van het informatiesignaal. Deze dubbele frequentie heet tevens de Nyquist-frequentie. In het eindwerk zal dit echter geen probleem geven aangezien daar met zeer hoge waarden voor f D gewerkt wordt. In het geval van het voorbeeld is f D drie maal groter dan de bitduur van het baseband signaal. 2

13 Fig. 1.1: AM in het tijdsdomein Als b(t) ook negatieve waarden heeft, zien we dat de fase van m(t) bij de nuldoorgang 180 draait. Dit zal het geval zijn in de modulatieopstelling van het eindwerk. De volgende figuur kan dit verduidelijken. Fig. 1.2: AM met negatieve baseband waarden Blokschema van AM In de onderstaande figuur is te zien dat ons baseband signaal b(t) vermenigvuldigd wordt met de draaggolf f D met m(t) als product. Eerst wordt het echter nog vermenigvuldigd met de modulatie-index k. De betekenis hiervan wordt later in dit hoofdstuk verduidelijkt. Tevens kan men zien dat er nog een sommator in dit schema staat. Dit is omdat bij de meeste AM-zenders de draaggolf nog eens extra meegestuurd wordt, om zo gemakkelijker te kunnen demoduleren. Er wordt daarop echter niet verder ingegaan omdat het bij QAM niet van toepassing is. 3

14 k Fig. 1.3: Blokschema van AM Het verzonden signaal u(t) wordt in dit geval voorgesteld met de volgende formule. De draaggolf f D stellen we hier voor als A 0.cos(ω 0 t), bepaald door zijn pulsatiefrequentie ω 0 en de tijd t waarop we u(t) wensen te weten. A 0 is de amplitude van de draaggolf. (1.1) met u(t): uitgestuurde signaal m(t): gemoduleerde signaal A 0 : amplitude van de draaggolf cos(ω 0 t): draaggolf k: modulatie-index b(t): baseband signaal Belangrijk voor het eindwerk is m(t) van AM, omdat we bij QAM de draaggolf toch niet meesturen. (1.2) AM in het frequentiedomein In wat volgt wordt er van uit gegaan dat A 0.cos(ω 0 t) niet meegezonden wordt. B(ω) is hier het baseband spectrum. Het spectrum van m(t) wordt dan gegeven door de volgende formules. (1.3) met B(ω): originele spectrum M(ω): gemoduleerde spectrum 4

15 Volgende figuren verduidelijken dit. Het is hier duidelijk dat AM een vorm van doublesideband modulatie (DSB) is. Verder in het eindwerk wordt er geprobeerd over te stappen op singlesideband modulatie. Fig. 1.4: AM in het frequentiedomein Sinusoïdaal baseband signaal Nu wordt voor ingangssignaal een cosinus genomen met frequentie ω 1. ω 1 is veel kleiner dan ω 0. (1.4) Het gemoduleerde signaal wordt dan: (1.5) Dit wordt vereenvoudigd volgens de formules van Simpson. (1.6) En als spectrum wordt bekomen: (1.7) 5

16 δ is een dirac-puls die verschoven wordt over ± (ω 0 ± ω 1 ). Fig. 1.5: AM met een cosinus als baseband signaal Modulatie-index De modulatie-index k is de verhouding tussen de amplitude van het baseband signaal die nog overblijft in het gemoduleerde signaal (B M ) en de A 0 van de draaggolf. In het tijdsdomein kunnen de twee amplitudes gewoon door elkaar gedeeld worden om tot deze index te komen. (1.8) Als k afgeleid moet worden uit het spectraal beeld, moet de amplitude van de diracpulsen op ± (ω 0 ± ω 1 ) dubbel gebruikt worden, aangezien de amplitude van M(ω) = ½.k.A 0.π. Deze kan dan via de volgende formule afgeleid worden uit het spectrum. Bij het onderstaande voorbeeld is de modulatie-index dus 66%. (1.9) 6

17 1.2.6 Vermogen Het gemoduleerde signaal wordt weergegeven in formule 1.6. Voor het vermogen van de bovenzijband (P BZB ) wordt de volgende formule afgeleid. (1.10) met T: periode van het signaal Via de formules van Carnot wordt de cosinus omgevormd. (1.11) Het vermogen van de onderzijband wordt op dezelfde wijze berekend, met hetzelfde resultaat. Het totaal verstuurde vermogen bij amplitude modulatie, zonder het meesturen van de draaggolf, wordt dus gegeven door P T. (1.12) Demodulatie Fig. 1.6: Blokschema van AM demodulatie 7

18 Bij de ontvanger wordt het gemoduleerde signaal m(t) uit formule 1.2 terug vermenigvuldigd met de draaggolf. In de volgende formules en afbeeldingen wordt duidelijk dat we zo terug aan het originele signaal b(t) komen. Na de vermenigvuldiger wordt het q(t) signaal bekomen. (1.13) Terug wordt een formule van Carnot gebruikt. (1.14) Met de laagdoorlaat-filter H LDL worden de restanten van de modulatie op 2 ω 0 verwijderd. Hieruit volgt dan o(t), dat, op de amplitude na, gelijk is aan b(t). (1.15) Fig. 1.7: AM demodulatie in het frequentiedomein 8

19 1.3 Quadratuur Amplitude modulatie (QAM) Blokschema van QAM Bij QAM wordt er twee keer aan AM gedaan, en worden de twee gemoduleerde signalen tot slot opgeteld. De draaggolf wordt voor het tweede signaal 90 vertraagd. Fig. 1.8: Blokschema van QAM De draaggolf wordt hier de local oscillator (LO) genoemd. I en Q zijn hier de twee ingangssignalen die we tegelijk gaan moduleren. Zij kunnen om het even welke vorm, amplitude, fase en frequentie aannemen, onafhankelijk van elkaar. I is de ingang waarbij de LO in fase wordt gebruikt. Bij Q wordt ze in quadratuur gebruikt. Indien het I- signaal met een cosinus gemoduleerd wordt, wordt de Q-ingang dus met een sinus gemoduleerd. Dit resulteert in de volgende formule voor de uitgang bij QAM. (1.16) Sinusoïdale I en Q Bij willekeurige laagdoorlaat signalen zou er geen verschil zichtbaar zijn met AM. Als er echter voor twee sinussen gekozen wordt als ingangssignalen, zal het wel mooi zichtbaar worden. De uitgang ziet er dan als volgt uit. (1.17) Net als bij AM worden de formules van Simpson hierop toegepast. (1.18) 9

20 Op spectraal vlak ziet dit alles er als volgt uit. Fig. 1.9: QAM sinusoïdale ingangssignalen Het is logisch dat de berekeningen voor het vermogen van het verstuurde signaal gelijk zijn aan die voor AM. Aangezien we echter twee signalen moduleren, zullen we dus een dubbel vermogen hebben. Neemt men als modulatie-index voor I en Q respectievelijk k 1 en k 2, wordt dit als uitgestuurd vermogen bekomen: (1.19) Demodulatie De reconstructie van de twee originele signalen gebeurt terug zoals bij AM. Alleen wordt het hier twee keer gedaan. Zoals bij de modulatie zelf van QAM, wordt het gemoduleerde signaal eens vermenigvuldigd met de draaggolf in fase en eens met de verschoven versie ervan. Dezelfde afleidingen kunnen gevolgd als bij de demodulatie voor AM, om zodanig I en Q terug te vinden uit u(t). Ook hier worden de gemixte signalen eerst gefilterd voor ze als I en Q aanzien kunnen worden. Dit met dezelfde redenen als bij AM, met name om 10

21 de restanten van de modulatie op 2.ω LO te verwijderen. De afleidingen hiervan staan hieronder. Fig. 1.10: Blokschema QAM demodulatie (1.20) Als men dit term per term uitwerkt met de formules van Simpson bekomt men: (1.21) Vereenvoudigd wordt dit: (1.22) Indien de spectra op 2.ω LO nu weggefilterd worden zoals hierboven gezegd, bekomt men terug de oorspronkelijke I(t), op een factor van ½ na. (1.23) Het terugvinden van Q gebeurt identiek, maar dan wordt er vermenigvuldigd met sin(ω LO ). 11

22 1.4 Singlesideband modulatie Doel van SSB modulatie De hierboven vermelde modulatietypes doen allemaal aan dubbezijband modulatie. Dit houdt in dat het oorspronkelijk spectrum van de ingang integraal verschoven wordt naar ±ω LO. Hieronder staat het spectrum van de AM modulatie van een cosinus. Fig. 1.11: AM met een cosinus als baseband signaal Er wordt nu gepoogd om zo weinig mogelijk van dit spectrum effectief uit te zenden, zodat het beschikbare vermogen efficiënter gebruikt kan worden. Het is bekend dat de draaggolf bij QAM, en dus ook bij SSB, niet meegezonden wordt. Als k gelijkgesteld wordt aan 1, betekent dit dat er al maar een derde van het vermogen van M(ω) meer uitgezonden moet worden, er geldt namelijk voor het vermogen van die draaggolf: (1.24) Dit is dubbel zoveel als het vermogen dat in formule 1.12 gevonden wordt voor het te versturen vermogen van de opper- en onderzijband. Aangezien in voorgaande uitleg over AM de draaggolf niet meegerekend werd, reken we die in de winst in vermogen van SSB 12

23 niet mee. Als er nu echter nog maar één van de zijbanden zou moeten verzonden worden, kan het uit te sturen vermogen gehalveerd worden. Dit is een heel groot voordeel van SSB. Er wordt dus maar één tweede van het uitgezonden vermogen van AM uitgezonden, voor eenzelfde resultaat. In figuur 1.12 worden enkel de bovenzijbanden verzonden. mogelijke filter Fig. 1.12: Spectraal zicht op SSB Realisatie van SSB modulatie Dit zou kunnen gedaan worden door alleen de benodigde zijband uit het gemoduleerde signaal te filteren. Praktisch zou dit echter zeer moeilijk worden, omdat er op de hoge frequenties die men wenst te hanteren moeilijk steile en precieze filters kunnen ontworpen worden. Altijd zal er namelijk een deel van de draaggolf of de onderzijband meegevoerd worden, en het reconstrueren dus bemoeilijken. Aan de hand van een QAM modulator kan de onderzijband echter op een handige wijze verwijderd worden. Hiervoor wordt het Hilbert-paar geïntroduceerd. Dit Hilbert-paar zijn twee ingangssignalen die hier op I en Q terecht komen. Het tweede signaal is eigenlijk hetzelfde als het eerste, maar dan 90 verschoven. Als deze twee signalen dan vervolgens in een QAM modulator bewerkt worden, wordt er maar één zijband van het oorspronkelijke signaal verzonden. Dit wordt verduidelijkt door middel van de uitgangsvergelijking voor QAM. Voor alle duidelijkheid is het Hilbert-paar hier een sinus en een cosinus, het ene dus 90 verschoven ten opzichte van het andere. 13

24 (1.25) De bekomen uitgang, bewerkt met de somformules: (1.26) Hier blijft dus enkel de bovenzijband over. Worden I en Q omgewisseld, en heeft I dus een fasevoorsprong, dan geldt: (1.27) Dit heeft dus als gevolg dan de onderzijband behouden blijft. Op deze methode kan er dus vrij gekozen worden welke zijband overblijft. Een nadeel van SSB tegenover QAM is echter dat er maar één signaal kan verzonden worden. Dit wordt echter verholpen aan de hand van nog twee andere QAM s in het project [4][5][7] SSB modulatie met twee ingangssignalen Hier wordt er gebruik gemaakt van het project dat we in het laatste jaar ook moeten realiseren. Dit project behandelt de DAC5686. Deze heeft digitale I en Q ingangen, 16 bit parallel. Hij heeft 4 Finite Impulse Response filters (FIR), die er hier momenteel nog niet toe doen. Er zijn echter nog twee QAM s beschikbaar ook, die hier gebruikt zullen worden, om twéé signalen simultaan over hetzelfde kanaal te versturen, en dit SSB. De twee laagdoorlaatfilters hebben dezelfde functie als tevoren, ongewenste signalen op hogere frequenties weg halen. Dit zijn de spiegelsignalen, veroorzaakt door de bemonstering van DAC s. Het spectrum dat wij dus willen moduleren wordt daar gespiegeld rond de halve DAC-frequentie, en moet verwijdert worden. Dit gebeurt door deze filters. In paragraaf 4.2 worden deze filters nader beschreven. 14

25 Fig. 1.13: SSB modulatie met twee signalen De eerste modulator in de DAC5686 doet gewoon aan QAM, met als resultaat A. (1.28) ω c is hier de draaggolf van de QAM modulatoren in de DAC5686. De tweede modulator vervolledigt het Hilbert-paar voor de QAM modulatie van het eindwerk, om daar tot SSB modulatie te komen. (1.29) Indien dit Hilbert-paar samen gebracht wordt in de QAM modulatie van het eindwerk, wordt het volgende te versturen signaal bekomen. (1.30) 15

26 Hier is dus aan SSB modulatie gedaan, waarbij twee signalen simultaan verzonden worden. Op de volgende figuur is dit op een andere manier zichtbaar. & & Fig. 1.14: SSB modulatie op de bovenzijband Een uitbreiding hierop bevindt zich in de modulatoren van de DAC5686. Daar kan het teken van enkele termen veranderd worden. (1.31) (1.32) Het eerste teken dat veranderlijk is, ± 1, bepaalt welke zijband wordt uitgezonden. In het bovenstaande voorbeeld is deze term negatief, waardoor de bovenzijband resteert. Dit teken moet gelijk zijn voor A(t) en B(t). In de figuur hieronder werd dit teken veranderd, en resteert dus alleen nog de onderzijband. Het tweede teken, ± 2, verandert het teken van heel B(t). Dit kan veranderd worden naargelang er een andere analoge QAM modulator na de DAC5686 komt, die de sinusterm optelt bij die met de cosinus, in plaats van hem er van af te trekken, zoals dat hier gebeurt. 16

27 Het spreekt voor zich dat bij het demoduleren het spectrum terug op zijn originele positie gezet wordt. Dit gebeurt terug zoals bij QAM, door u(t) te vermenigvuldigen met de draaggolf, en met een verschoven versie van die draaggolf. Dit wordt meer gedetailleerd besproken in het praktische deel van deze scriptie. & & Fig. 1.15: SSB modulatie op de onderzijband 17

28 Hoofdstuk 2: Modulatie- en demodulatiecomponenten In dit hoofdstuk wordt een omschrijving gegeven van de modulator en demodulator die ter beschikking waren voor dit eindwerk. 2.1 Quadratuur Modulator: AD8349 [2] Blokschema Fig. 2.1: Blokschema van de modulator Op dit bovenstaand blokschema is het algemene schema van de QAM duidelijk herkenbaar. De BIAS-blok en bijhorende pinnen worden in het eindwerk niet gebruikt Belangrijke kenmerken De component wordt gevoed met 5V, en trekt maximaal 150 ma stroom. Via de ENOPpin kan de component geactiveerd worden. Als frequentie voor de draaggolf (LO) kan een frequentie aangelegd worden tussen 700 MHz en 2700 MHz. In ons geval zal dit dus om en bij de 2450 MHz zijn. De typische amplitude van deze draaggolf is -6 dbm, wat overeenkomt met 112,07 mv. Zoals hierboven zichtbaar is moet deze draaggolf differentieel ingestuurd worden op LOIP en LOIN. 18

29 Ook de te moduleren signalen I en Q moeten differentieel afgeleverd worden aan de modulator. Hun maximale amplitude bedraagt 600 mv, dus 1,2 Vpp. Ze moeten tevens gesuperponeerd zijn op 400 mv dc. Deze vereiste waarden worden hieronder grafisch weergegeven. Inwendig worden deze spanningen omgezet naar stromen vooraleer ze bij de mixers belanden. Fig. 2.2: Vereisten voor I en Q ingangssignalen qua spanning De maximale frequentie voor I en Q bedraagt 160 MHz. Op de onderstaande figuur is namelijk zichtbaar dat op die frequentie het -3 db-punt ligt van het uitgangsvermogen. Dit is voor het geval waarin er maximaal ingestuurd wordt. Zijn de ingangsspanningen lager, dan kan men, zoals aangegeven, hoger gaan qua ingangsfrequentie. We blijven in het vervolg echter vast houden aan de 160 MHz. Fig. 2.3: I en Q bandbreedte in functie van de uitgangsspanning 19

30 Alvorens de uitgang naar buiten gebracht wordt, wordt hij terug omgezet naar een singleended signaal en versterkt, zodat hij bijvoorbeeld direct een antenne kan voeden. De uitgangsspanning bedraagt in onze toepassing iets meer dan 2 dbm, wat neer komt op ongeveer 300 mv Evaluatiebord Het oefenbord dat beschikbaar was voor het eindwerk bevat dus een dergelijke modulator met nog enkele randcomponenten. Deze moeten het makkelijker maken om de component uit te testen en in te voegen in de voor oog gestelde datalink. In figuur 2.3 worden deze randcomponenten aangegeven. Hierna wordt het doel van elk van hen toegelicht. Fig. 2.4: Schema van het evaluatiebord De weerstanden en condensatoren op de ingangslijnen kunnen ingevuld worden om een filter te plaatsen op de baseband signalen. Hier worden ze echter niet ingevuld. De ingangen moeten echt wel nog differentieel ingestuurd worden. Op de foto hieronder is zichtbaar dat alle ingangslijnen matched zijn, zodat er geen faseverschillen kunnen ontstaan tussen de verschillende ingangen. 20

31 De LO-ingang op het bord mag single-ended zijn. Hij wordt door de balun T1 omgezet naar een differentieel signaal. De stroom door de winding waaraan het single-ended spanning aangesloten is, zet dezelfde spanning over de andere spoel. De ingang van deze tweede spanning wordt echter aan de massa gekoppeld. Hierdoor zal de tweede uitgang van de balun invers verlopen aan de eerst. Er zijn tevens nog twee shunt weerstanden voorzien van 200Ω. De twee condensatoren zijn noodzakelijk om dat de ingangspinnen van de component dc-gekoppeld zijn. De aanwezige (rode) schakelaar wordt gebruikt om het bord in werking te stellen. In stand A is dit het geval. Vier pinnen op het evaluatiebord voorzien in de voeding. Dit zijn TP1 tot en met TP4. De condensatoren die op deze voedingslijnen staan dienen logischerwijze voor de ontkoppeling. Fig. 2.5: Het evaluatiebord voor de AD

32 2.2 Quadratuur Demodulator: AD8347 [3] Blokschema Fig. 2.6: Blokschema van de demodulator Het basisschema voor QAM demodulatie kan hier niet zo makkelijk herkend worden. Vandaar wordt het basisschema wat herschikt met volgend resultaat: Fig. 2.7: Blokschema van de demodulator De gemoduleerde ingang heet hier de Radio Frequentie (RF). Deze komt differentieel binnen op de demodulator. Op verschillende plaatsen kan deze versterkt worden. Deze versterking kan geregeld worden door middel van de Variable Gain Control (VGC). Dit gebeurt door een bepaalde spanning aan te leggen aan de VGIN-ingang. In het eindwerk 22

33 wordt de demodulator in Automatic Gain Control (AGC) mode gebruikt. hieromtrent volgt onder De uitleg Langs de andere zijde ziet men de draaggolffrequentie binnen komen, terug differentieel. Deze wordt dan terug gesplitst in een in-fase component en een quadratuur draaggolf. Beiden worden vermenigvuldigd met het RF-signaal, met als resultaat terug de oorspronkelijke I en Q. Zij worden, na nogmaals versterkt te zijn, single-ended naar buiten gebracht op pinnen 8 en 22. Ze kunnen echter terug naar binnen gebracht worden op pinnen 6 en 24, om ze nog eens extra 30 db te versterken. Op deze manier is het mogelijk om tussen beiden een filter te plaatsen. Deze filters dienen om de spiegelbeelden op hogere frequenties ten gevolge van de demodulatie weg te werken, zoals eerder beschreven Belangrijke kenmerken De voeding bedraagt terug 5 V, en er kan maximaal 80 ma getrokken worden. De ENBLpin kan de component in werking stellen. De amplitude van de draaggolf heeft dezelfde grootteorde als bij de modulator, namelijk zo n -6 dbm. De frequenties van die draaggolf waarvoor er kan gedemoduleerd worden kan gaan van 800 MHz tot 2700 MHz. De maximale versterking van het baseband signaal in AGC mode over de gehele lijn bedraagt 69,5 db. De maximale bandbreedte van het baseband signaal die de demodulator aan kan bedraagt 90 MHz. De bandbreedte van de uitgangsversterker is echter slechts 65 MHz. De typische amplitude van de uitgangsspanning in AGC mode bedraagt 760 mvpp differentieel. 23

34 2.2.3 Evaluatiebord Er was terug een evaluatiebord voor deze demodulator ter beschikking van het eindwerk. Hierop staan diverse randcomponenten om het testen op de component eenvoudiger te maken. Zoals duidelijk zal worden zal het bord door deze randcomponenten op verschillende manieren kunnen worden geconfigureerd. Fig. 2.8: Schema van het evaluatiebord Verscheidene componenten van bij de modulator komen hier terug, zoals de ontkoppeling van de voeding, de balun voor de LO-ingangen en de voedingspinnen op het bord. Ook de schakelaar om het bord in werking te zetten staat op dít bord. De RF ingang wordt single-ended op de component ingestuurd. Er is plaats voorzien om een filter op de uitgang te plaatsen. Deze zal dan ook benut worden. Hiervoor moeten jumpers 4 en 5 wel verwijderd worden. De invulling van de filters wordt onder besproken. Om in AGC mode te kunnen werken moeten jumpers 2, 3 en 6 geplaatst worden (zie hieronder). Jumper 1 koppelt de VCMO-ingang aan de VREF-uitgang. Hierdoor wordt het common-mode niveau van de uitgang op 1 V geplaatst. 24

35 2.2.4 AGC mode Fig. 2.9: Configuratie voor AGC mode In de bovenstaande figuur wordt getoond hoe het bord moet geconfigureerd worden om in AGC mode te functioneren. Het belangrijkste waar op gewezen moet worden is dat de uitgangen van de modulatoren, namelijk IMXO en QMXO, naar de VDT ingangen geleid worden. Deze ingangen detecteren de spanning van deze uitgangen. Als deze niet naar wens is verandert hun uitgang VAGC de versterking van de VGC door een andere spanning aan de VGIN ingang te hangen Uitgangsfilter Wat niet klopt in figuur 2.7 is de link tussen de uitgangen van de mixers en de uitgangsversterkers. Hier is de beschikbare ruimte om een filter te plaatsen namelijk gebruikt. Het was de bedoeling een zesde orde Butterworth laagdoorlaatfilter te maken. Het -3dBpunt moest iets boven 10 MHz liggen. Doordat niet eender welke waarde voor spoelen en condensatoren voor handen zijn, werd dit uiteindelijk 13 MHz, wat zeker voldoet aan de 25

36 eisen. De vlakheid in de doorlaatband is heel goed, en de steilheid na de kantelfrequentie is logischerwijze -120 db/dec. Omdat de maximale uitgangsstroom van de mixers 1,5 ma bedraagt, moet de karakteristieke impedantie van de filter minstens 50 Ω bedragen. Vandaar de waarden voor de twee weerstanden. Indien deze hoger in waarden genomen worden, komen er echter grote pieken op de kantelfrequentie te staan. Het fasegedrag en de groepslooptijd in de doorlaatband zijn tevens helemaal vlak. Fig. 2.10: Filter voor de uitgang van de demodulator Fig. 2.11: Bodekarakteristiek van de ontworpen filter 26

37 In de onderstaande figuur is het evaluatiebord van de demodulator te zien, in AGC mode, en met de filter geïnstalleerd. Dit is zoals hij gebruikt wordt in het eindwerk. Fig. 2.12: Evaluatiebord voor de demodulator 27

38 Hoofdstuk 3: Analoge signalen moduleren en demoduleren 3.1 Single-ended signalen naar differentieel omzetten Opdat we om het even welk analoog signaal zouden kunnen binnen sturen op de modulator, moeten we ze eerst hierop afstellen. Zoals eerder gezegd moeten de ingangen van de modulator gesuperponeerd zijn op 400 mv dc, en mag hun amplitude maximaal 600 mv bedragen. De ingangen moeten tevens differentieel zijn. We wensen echter single-ended signalen te moduleren, zonder offset-spanning. Om deze redenen werd volgend schema geïntroduceerd. Zowel de I- als de Q-ingang gaan door dit schema vooralleer ze op de modulator binnen komen. Fig. 3.1: S/D omzetting schema De AD8132 [6] is een hoge snelheids, differentiële versterker. Zijn -3dB-punt ligt op 350 MHz. Het is een SMD-component en wordt gevoed door +5 V en -5 V. Deze voedingen worden ontkoppeld. Door spanningsdeling wordt een referentiespanning bepaald. Dit is de offset-spanning voor de uitgang. Om heel precies te kunnen zijn, is deze spanningsdeling regelbaar gemaakt. De bijhorende condensator stabiliseert de referentiespanning. 28

39 De tweede regelbare weestand, P2, regelt het offset-verschil tussen de positieve en negatieve lijn van de differentiële spanning. Ook dit is regelbaar gemaakt, zodat hun offset heel precies op elkaar kan afgesteld worden. Hieronder staat de schakeling gerealiseerd. De regelbare weerstanden bevinden zich aan de onderzijde van de print. Bij het testen van dit schema werd duidelijk dat we alle soorten signalen kunnen verwerken: een sinus, zaagtand, blokgolf en puls. De enige voorwaarde is dat het originele signaal een maximale amplitude van 1,5 V heeft. Fig. 3.2: S/D omzetting gerealiseerd 3.2 Modulatie en demodulatie Nadat de signalen op deze wijze voorbereid zijn, worden ze naar de modulator gebracht. In eerste instantie wordt er slecht één ingang aangesloten, zodat eigenlijk gewoon amplitude modulatie zichtbaar is. Het resultaat wordt hier gedemonstreerd met een sinus en een cosinus als ingang. Beide hun frequentie bedragen 3,5 MHz. Bij de sinus is het ingangssignaal differentieel zichtbaar (roze en paars). De hoge frequentie van de draaggolf is duidelijk zichtbaar, na het mixen met het ingangssignaal. Deze frequentie was bij de eerste tests nog geen 2,45 GHz, maar slechts 1 GHz. Dit was zo, enerzijds omdat een dergelijke hoge frequentie niet zichtbaar kan gemaakt worden op een oscilloscoop, en anderzijds omdat er op dat moment nog geen oscillator voor handen was die een frequentie van 2,45 GHz kon insturen. 29

40 Bij de blokgolf is de ingang single-ended zichtbaar. Het niveauverschil tussen de positieve en de negatieve alternatie in het gemoduleerde signaal is veroorzaakt doordat de offsetspanning tussen beide lijnen niet even groot was bij de versterker. Om deze reden is de regelbare weerstand P2 ingevoerd in het schema op figuur 3.1. Alle spanningen werden gecontroleerd, en komen overeen met wat hierboven aangegeven werd als typische waarde. Fig. 3.3: gemoduleerde sinus in het tijdsdomein Fig. 3.4: Gemoduleerde blokgolf in het tijdsdomein 30

41 Wanneer er nu meer ingezoomd wordt op de overgangen tussen de positieve en negatieve alternatie, is duidelijk zichtbaar dat het gemoduleerde signaal 180 verschoven is ten opzichte van de draaggolf. Deze is de kleine sinus. De reden hiervoor werd helemaal in het begin van de principe-uitleg reeds uiteen gedaan. Vooral bij de blokgolf is dit duidelijk zichtbaar. Fig. 3.5: Sinus gemoduleerd met draaggolf Fig. 3.6: Blokgolf gemoduleerd met draaggolf 31

42 Deze blokgolf wordt nu op spectraal vlak bekeken. Dit zal ook in het vervolg zo zijn, omdat de frequenties te hoog worden om nog te zien in het tijdsdomein. In de eerstvolgende figuur is de ingestuurde blokgolf op zich zichtbaar. Zijn frequentie bedraagt 145 MHz. Fig. 3.7: Spectrum van de blokgolf Het spectrum van het gemoduleerde signaal staat hieronder. Het originele spectrum komt er terecht op de frequentie van de draaggolf, die 1 GHz bedraagt. De redenen hiertoe werden in het eerste hoofdstuk uiteen gezet. Fig. 3.8: Gemoduleerd spectrum 32

43 De demodulator werd in dit stadium ook voor een eerste keer getest. Het resultaat is hieronder zichtbaar. De geelgroene curve is de gereconstrueerde versie van de roze. De reden waarom het signaal geïnverteerd is, is omdat er op de negatieve uitgangslijn van de differentiële uitgang van de demodulator gemeten werd. Fig. 3.9: Gereconstrueerd baseband signaal Na de I- en Q-lijn apart uitgetest te hebben, werd op beide ingangen tegelijk een signaal gestuurd. Op de ene een sinus en op de ander een cosinus, de eerste met een grotere amplitude en kleinere frequentie. De reconstructie kon ook hier zonder probleem plaats vinden. Er moest echter wel rekening gehouden worden met de lengte van de verbindingen. Dit is zo omdat de fase van het gemoduleerde signaal hetzelfde moet zijn als de fase van de LO-ingang van de demodulator. Is dit niet zo, dan storen de signalen elkaar, en kan er niet goed gedemoduleerd worden. Er wordt dan namelijk een deel van de blokgolf gesuperponeerd op de sinus en omgekeerd. Is de fase van het RF-signaal 180 gedraaid ten opzichte van de draaggolf, dan worden I en Q zelfs omgewisseld bij de demodulator. Deze gelijkheid in fase moet ten zeerste in het oog gehouden worden. Er wordt dan ook op terug gekomen bij de constructie van het demonstratiepaneel. 33

44 Hoofdstuk 4: Digitale signalen moduleren en demoduleren 4.1 Samenhang met het project In het project dat dit jaar moest verwezenlijkt worden naast het eindwerk, werd een DAC5686 aan de praat gekregen. De uitgang van die component is differentieel. Op het oefenbord ervoor werd deze uitgang echter omgezet naar een single-ended signaal. Daarom zijn op dat evaluatiebord enkele componenten vervangen geweest, zodat de differentiële uitgang van de DAC, de differentiële ingang van de modulator kan aansturen. Tussen de DAC en de modulator moet echter nog een filter komen. De functie en configuratie ervan volgt in de volgende paragraaf. In zijn simpelste configuratie is dit gewoon een digitaal-analoog converter. Dan gebeurt de modulatie zoals hierboven beschreven eens de digitale data analoog gemaakt werd. Zoals in hoofdstuk 1 beschreven, bevat de DAC5686 echter ook nog twee QAM modulatoren. Aan de hand van deze zal gepoogd worden om aan SSB modulatie te doen. 4.2 Filters Doordat op de uitgang van de DAC5686 een DAC staat, wordt het spectrum dat we wensen te moduleren echter gekopieerd op alle veelvouden van de DAC-frequentie. Hierom wordt er een filter tussen beide geplaatst, die de spectra op die frequenties verwijdert. Hieronder is de differentiële derde orde Bessel-filter getoond. Fig. 4.1: Filter tussen DAC5686 en modulator 34

45 De bodekarakteristiek van deze filter van de filter staat in figuur 4.1. Zoals eerder gezegd mag de maximale ingangsfrequentie van de modulator 160 MHz zijn. Aangezien er nooit op dergelijke frequenties gewerkt zal worden wat betreft baseband signaal mag de kantelfrequentie van de filter echter een stuk lager liggen. De DAC-frequentie waarmee zal gewerkt worden is echter ook 160 MHz, dus moet de verzwakking tegen deze frequentie reeds groot genoeg zijn. Vóór het -3dB-punt is de versterking van de filter helemaal vlak. De kantelfrequentie van de ontworpen filter is 98 MHz. Hierna gaat de versterking met 60 db/dec naar beneden. Bij de DAC-frequentie van 160 MHz is het signaal reeds 50 db verzwakt. Fig. 4.2: Bodekarakteristiek van de ontworpen filter In het filterschema staan nog drie weerstanden. Deze zorgen ervoor dat de spanningen voldoen aan de eisen van de I- en Q-ingangen van de modulator. De uitgang van de DAC is stroomgestuurd. Deze stroom die binnen komt op de filter heeft een amplitude van 20 ma. R1 en R2 zorgen voor een offset-spanning van 400 mv. Hun grootte is 39 Ω. Onafhankelijk hiervan bepaalt R3 de spanningsamplitude die de filter verlaat. Voor een weerstandswaarde van 240 Ω bedraagt deze amplitude 600 mv. Door toedoen van de filter wordt de uitgang van de DAC5686 zodanig afgeregeld dat hij kan ingestuurd worden op de modulator. Zowel de I- als de Q-lijnen hebben een dergelijke filter. 35

46 Fig. 4.3: Gerealiseerde filter Hierboven staat de realisatie van dit filterschema. Van onderuit komen de differentiële signalen uit de DAC. Daarboven staan voor I en Q elk een hierboven geschreven filter. De signalen die hieruit voorkomen worden op een jumperrij gezet. Met deze rij kan men kiezen of er gemoduleerd wordt met behulp van het project, of dat er gewone analoge signalen gemoduleerd zullen worden. Op de afbeelding is er gekozen voor de eerste optie. In het ander geval moeten de jumpers slechts allemaal één plaats opgeschoven worden naar links. 4.3 Single Sideband modulatie In de theorie in hoofdstuk 1 werd duidelijk gemaakt hoe met behulp van de DAC5686 aan SSB modulatie kan gedaan worden. Hierbij sturen we twee digitale signalen I en Q synchroon door hetzelfde medium, en dit SSB. De nodige instellingen van de component kunnen via een interface op de computer gedaan worden. Halen we de formules van de uitgangen van de DAC in deze mode even terug uit het eerste hoofdstuk, dan zien we het volgende. De uitgangsformules voor de analoge modulator wordt tevens vermeld. (4.1) (4.2) (4.3) 36

47 Zowel I als Q zijn in het voorbeeld dat zal uitgelegd worden een sinus. De frequentie van I is 1,654 MHz, die van Q bedraagt 3,052 MHz. De ω c van de QAM modulatoren in de DAC bedraagt 5 MHz. De draaggolf van de analoge modulator is 2,45 GHz, zoals voor ogen gesteld in het begin. Op onderstaande figuur komen alle formules en gegevens samen. De resolutie bedraagt 2 MHz/div. Vlak in het midden van het spectrum ligt de draaggolf van 2,45 GHz. De hoge piek rechts ervan, met de marker er op is de ω c van 5 MHz. Het is duidelijk zichtbaar dat de sinussen van I en Q op deze frequentie gesuperponeerd zijn. Fig. 4.4: SSB op de bovenzijband In de B uitgang van de DAC5686 kunnen enkele tekens veranderd worden. Zoals reeds gezegd kan men met tekenbit ± 1 selecteren of men de bovenzijband of onderzijband wil uitsturen. Hieronder is dit teken veranderd. Het verschil in schaal ten opzichte van de figuur van de bovenzijband wordt veroorzaakt doordat de grenzen van het spectraal beeld breder uit elkaar liggen. De resolutie hier is dan ook 4 MHz/div. 37

48 Fig. 4.5: SSB op de onderzijband Met de DAC kan ook gewoon dubbelzijband uitgestuurd worden. Opmerkelijk is het verschil in vermogen met SSB modulatie. Dit is logischerwijs omdat het vermogen van de componenten niet meer moet gedeeld worden over twee zijbanden. De resolutie van het spectrum hieronder bedraagt 3 MHz/div. Fig. 4.6: DSB met dezelfde ingangen 38

49 Indien het SSB signaal gedemoduleerd wordt bekomt men het volgende spectrum. De resolutie van de twee volgende spectra bedraagt 6 MHz/div. Fig. 4.7: SSB gedemoduleerd Onder paragraaf is er echter een filter op deze uitgang geplaatst, met een bandbreedte van 13 MHz. Als deze ingeschakeld wordt bekomt men het spectrum uit figuur 4.7. Fig. 4.8: SSB gedemoduleerd en gefilterd 39

50 Wordt er nu even ingezoomd, dat ziet men hoezeer het gereconstrueerde spectrum het ingestuurde spectrum van formules 4.1 en 4.2 benadert. Centraal ligt het nulpunt. De pieken links en rechts zijn de ω c s van de QAM modulatoren in de DAC. Hierop zijn de I en Q duidelijk gesuperponeerd. De resolutie bedraagt 2 MHz/div. Fig. 4.9: Gedemoduleerd spectrum dat ons interesseert 40

51 Hoofdstuk 5: Realisatie van de datalink 5.1 Print voor de zender Het eerste wat gedaan werd in dit eindwerk was dus de studie van QAM en SSB. Hierna werden de te gebruiken componenten goed bestudeerd. Daarna werd er eerst getracht te moduleren. Hiervoor werden de nodige S/D-convertoren en filters ontworpen. Om dit modulatieproces te optimaliseren werd er één print gemaakt die alle nodige componenten ervoor bevat. De print bevat dan ook volgende componenten: twee single-ended naar differentieel convertoren, zodat analoge signalen gemoduleerd kunnen worden; twee differentiële filters die het project en het eindwerk aan elkaar linken; een voeding van +5 V en -5 V voor de modulator en versterkers in de convertoren, die later ook doorgekoppeld zal worden naar de demodulator; de modulator zelf wordt ook op de print geïntegreerd, zodat er niet nodeloos met kabels moet gesleurd worden, en de verbindingen steeds goed en degelijk gemaakt zijn. De eerste twee elementen werden hierboven reeds beschreven. De voeding is een eenvoudige schakeling met een positieve en een negatieve spanningsregelaar. Er zijn twee LED s die aantonen dat de spanning aangesloten is, en de voeding goed werkt. Het schema werkte meteen. Maar toen de modulator aangeschakeld werd, ging ze plots niet meer. Dit komt omdat de waarde van de eerste elco in de rij op dat moment slechts 100 µf was. Dit was niet genoeg om de gelijkgerichte spanning lang genoeg hoog te houden. Fig. 5.1: De voeding voor de zenderprint 41

52 Op de volgende bladzijde staat de realisatie van deze print. Op de eerste twee afbeeldingen zijn de kalken te zien die gebruikt werden om de dubbelzijdige print maken. De print moest dubbelzijdig zijn omdat de twee differentiële versterkers SMDcomponenten zijn. De foto onderaan volgende bladzijde toont de uiteindelijke bestukte print. Over geheel de print, aan beide zijden, is een grondvlak voorzien. Dat is er omdat er op de verschillende lijnen uiteenlopende frequenties staan. Opdat deze elkaar niet zouden storen wordt er dus een grondvlak gelegd. Dit gebeurt echter niet onder de aansluiting op het elektriciteitsnet en de transformator. Op die plaats staan er namelijk sterke wisselspanningen. De spanning van het net bedraagt 230 Vac, en na de transformator ook nog 9 Vac. Mocht er bij deze spanningen een grondvlak liggen, dan zouden er veel te veel storingen op dat vlak terecht komen, en zou deze dus zijn nut totaal verliezen. Indien we wensen een analoge spanning te moduleren, kunnen I en Q aangesloten worden op twee BNC-connectoren. Het is zichtbaar op de kalken dat dit oorspronkelijk ook zo was voor de differentiële signalen die uit het project komen. Bij de samenstelling van het demonstratiepaneel is er hier echter een vaste verbinding gelegd. De realisatie van de S/D-convertoren, de differentiële filters en de jumperrij werden hierboven al in detail getoond. De ingangen van het evaluatiebord zijn tevens vast verbonden. De uitgang vertrekt vanaf de SMA-connector uiterst rechts op de foto naar de antenne. Aan de ander kant van het bordje komt de LO-binnen. De print werd getekend in UltiMate, omdat dit programma zeer gebruiksvriendelijk is. Bij het tekenen van de print werd er op gelet dat alle verbindingen met dezelfde functie in het schema dezelfde lengte hebben. De maximale frequenties die over de print lopen zijn die van de baseband, en bedragen dus 160 MHz. De echt hoge frequenties van 2,45 GHz worden rechtstreeks aan het evaluatiebord aangesloten. Ook op dit bord zijn alle gelijksoortige lijnen matched. Dit wil ook zeggen dat hun lengte op elkaar afgestemd is. 42

53 Fig. 5.2: Onderkant van de zenderprint Fig. 5.3: Bovenzijde van de zenderprint Fig. 5.4: Bestukte zenderprint 43

54 5.2 Het medium Het gemoduleerde signaal wordt via een SMA-kabeltje op een patch-antenne aangesloten. De antenne is gefreesd op een duroide-print. Ze werd gemaakt in een ander eindwerk. De antenne kan signalen verzenden tussen 2,4 en 2,483 GHz door zijn specifieke vorm. Met een identieke antenne wordt het signaal terug opgevangen en naar de demodulator geleid. Fig. 5.5: De antennes Zoals eerder vermeld moet het gemoduleerde signaal dat binnen komt op de demodulator in fase zijn met de LO die deze krijgt. Om die reden zijn er gleuven voorzien in het demonstratiepaneel. Zo kunnen de antennes op een verschillende afstand van elkaar geplaatst worden, en krijgt het signaal op de demodulator een ander fase. De golflengte van 2,45 GHz in open lucht bedraagt 12,3 cm. Deze werd berekend met: λ = c / f. De uiterste gleuven staan op een afstand gelijk aan de golflengte uit elkaar. De ruimte tussenin werd in 12 gelijke delen verdeeld. Dit wil zeggen dat de fase van het gemoduleerde signaal met 15 verschuift per gleuf. De datalink kan functioneren voor een afstand tussen de antennes van zelfs 10 m. De opstelling hier is echter puur demonstratief. 44

55 5.3 Het demonstratiepaneel Uiteindelijk werd de volledige datalink op een paneel gemonteerd. In deze opstelling is plaats voorzien voor volgende componenten: twee ADC s om digitale signalen te creëren als ingang van het project; het project zelf dat allerhande bewerkingen kan doen met digitale signalen; de print van de zender; de twee antennes met hun regelbare afstand; de demodulator; twee ADC s om de data eventueel terug digitaal te maken; nóg een DAC5686, om I en Q terug op 0 Hz te plaatsen in plaats van op de ω c. Niet alle voorziene gelegenheden zijn ingevuld, omdat ze nog niet ter beschikking waren, of omdat ze enkel voor latere uitbreidingen dienen. Enkele mogelijke uitbreidingen worden in het volgende hoofdstuk voorgesteld. De ADC s werden in een ander project bestudeerd, waardoor er maar één ter beschikking stond van het eindwerk. Dit was echter voldoende. Alle printen zijn vast gepositioneerd op de plank. De spanning van de gemaakte voeding is doorgekoppeld naar de voedingspinnen van de demodulator. De voeding voor het project moeten echter apart voorzien worden. Zij eisen namelijk 1,8 V en 3,3 V. De LO-ingangen van de modulator en de demodulator worden samengehangen, en daarna aan de oscillator gekoppeld. Fig. 5.6: De volledige datalink 45

56 Hoofdstuk 6: Mogelijke uitbreidingen Dit hoofdstuk heeft als de doel de verdere uitbreidingsmogelijkheden van de datalink voor te stellen, en voorstellen te doen naar eventuele volgende eindwerken. 6.1 Analoog-digitaal conversie van het gereconstrueerde signaal Door nog twee ADC s na de demodulator te plaatsen kunnen de I en Q lijn digitaal gemaakt worden, want als men met de DAC van het project werkt, waren de oorspronkelijke signalen ook digitaal. De voornaamste reden is echter om de signalen voor te bereiden op de volgende uitbreiding. 6.2 I en Q op 0 Hz plaatsen Zoals de lezer zich herinnert zijn de I en Q die aan de modulator aangeboden worden gesuperponeerd op de ω c s van de inwendige modulatoren van het project. Het is hier dan ook de bedoeling om terug de oorspronkelijke I en Q te bekomen. Dit kan gebeuren aan de hand van nog een DAC5686 evaluatiebord. Hier zou het spectrum dan terug gesuperponeerd worden op de ω c van de QAM modulatoren in de DAC5686, zodat I en Q terug gecentreerd zijn rond de 0 Hz. 6.3 Zender en ontvanger synchroniseren zonder fysieke verbinding Zoals de opstelling hier gemaakt is, is dat alleen voor demonstratieve doeleinden. Om werkelijk data te kunnen versturen moeten zender en ontvanger onafhankelijk van elkaar kunnen functioneren. Hier is dat niet het geval omdat er een fysieke link met de draaggolf moet voorzien zijn. Het zou een uitdaging kunnen zijn voor een hierop volgend eindwerk om de zender en ontvanger apart te voorzien van een LO, en ervoor te zorgen dat de LO van de ontvanger steeds in fase is met het gemoduleerde signaal. 46